1、单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b ）为 Q1 电流， （c）为次级整流二极管电流， （d）为 Q1 的 Vce 电压工作原理如下：当 Q1 导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容 (Co、C1)给负载供电。T1 相当于一个纯电感，流过 Np 的电流线性上升，达到峰值 Ip。当 Q1 关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期 Q1 导通前下降到零，则电路工作于断续模式（ DCM） ，波形如上图（b） （c）（d） ，反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片 UC28
2、44/3844 内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源 1 的 UC2844 启动电路，其输出包含 VDD5开关电源 2 的 UC2844 启动电路，其输出包含+5V 电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是 200uF，充电电阻是 30k，但由于开关电源 2 中 D26 的存在，使得开关电源 2 充电快，先开始工作，导致光耦 U24 的副边电源+5V 比原边电源先建立。当光耦 U24 的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于 V out-的电压） ，如下图。CH1:VDD5 电压 CH2:+5V 电压
3、 CH3:U31 pin6 CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放 U20 输出一段 600mV 的负压，如下图U20 Pin1 电压这段负压输入到控制板的比较器 U5 反向输入端，此时 GENERATRIX 信号的电压为-470mV ，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于 0.3V） ，在环境温度超过 73时，-470mV 的电压会导致比较器 U5 输出异常。高 温 上 电 报 Er004故障 分 析 报 告 .docxSIZE-D 旧版开关电源 UC2844 电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间 Pin1 电压维持在 7.2V，原因：（1）
4、+15 电压较低，反馈电路的光耦 U17 初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而 U17 次级侧阻抗无穷大（开路） （2）2844 的 Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X 芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为 6.2V，测量其他产品开关电源启动时 Pin1 电压也都在 6V 左右，唯有这个电路 Pin1 电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15V当 Pin1 电压为 7.2V 时，Pin3 电压达到 1
5、V 则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从 2844 内部框图可以看出当 Pin1 电压大于 4.4V 时（2 个二极管压降为 0.7V*2） ，电流取样比较器“-” 端电压会被稳压二极管钳位到 1V。当 Pin1 电压小于 4.4V 时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom -1.4）/3 。CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15VCH1:电流检测电阻上的电压 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动这段时间Pin1 电压为 7.2V启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从 0 开始上升，驱动持续时间比较长（
6、10uS 左右）启动时的第二个脉冲观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从 0 开始上升，也就是说开关管的电流不是从 0 开始，所以此时电路工作在 CCM（电流连续模式） ， 这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电） 。从下图的电路中可以看到，开关管 Q2 的电流检测电阻后端接了一个 RC 滤波，然后才接到 UC2844 的 Pin3，由于经过了滤波，Pin3 电压是从 0V 开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加 RC 滤波的原 b 因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当 MOSFET 每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电
7、电流会流过开通的 MOSFET，导致 MOSFET 电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过 UC2844 电流取样比较器的门限导致 MOSFET 误关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET 电流采样电阻上的波形，SIZE-D 驱动板）120V 输入电压，最大尖峰 411mV 300V 输入电压，最大尖峰 730mV（2）在 CCM（电流连续模式）状态下，初级侧 MOSFET 开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在 MOSFET 电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车 24V输入驱动板）
8、 ，此尖峰会超过 UC2844 电流取样比较器的门限导致 MOSFET 误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。在 DCM（电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则 MOSFET 开通时没有电流尖峰。CH1：电流采样电阻上的电压 CH2：UC2844 Pin3CCM，电流采样电阻上的尖峰 DCM，电流采样电阻的波形无尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解请参考二 极 管 的 反 向 恢 复 .docx增加 RC 滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844 电流采样脚 Pin3 的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载
9、或者输出短路时导致 MOSFET、整流二极管损坏。经验案例参考：电流尖峰（2）Pin1 电压下降主反馈（+15V ）电压达到 11.5V 时，UC2844 Pin1 电压开始从 7.2V 往下降，此时光耦 U17 Pin1 为9.6V，Pin2 为 8.7V，光耦 U17 的发光二级管导通（管压降 1.0V） ，Vce 电压下降（即 UC2844 Pin1 电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到 15V 才能使得 TL431 基准输入电压为 2.5V，这样才能保证TL431 开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在 11.5V 时光耦二极管就导通，并不是因为TL431 开始工作了，具
10、体原因后文有详细说明CH1：UC2844 Pin1 CH2:U17 Pin1 CH3:U17 Pin2 CH4:+15V随着 UC2844 的 Pin1 电压降低到低于 4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到 1V，而是随着 Pin1 电压下降而下降。这样 Pin3 的电压峰值也逐渐低于 1V。CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15V（3）稳态时的波形CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15V稳定工作时 Pin1 为 1.76V，根据芯片资料， UC2844 内
11、部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为（1.76-1.4）/3=120mV 。从这个图看，Pin3 电压达到 170mV 时驱动关断，与计算的 120mV 有些偏差。注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时 Pin1 的瞬时值计算，而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图（Ver ：0 ）与 SIZE-D 的驱动板不同，新制动单元 UC2844 的 Pin1 没有通过电阻接到 Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的这里 Pin3电压能达到 1VPin3 电压已经低于 1V 了1、启动时 Vcc 波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc 先下降再上升，最低到 11V
12、左右，由于UC2844 欠压锁定的门限最大值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。新制动单元波形CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH3：UC2844 Pin6SIZE-D 波形 CH1：UC2844 Pin7（Vcc）通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时 UC2844 供电电源 Vcc 电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给 UC2844 供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V ） ，因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即 UC2844 电源电压 Vcc） ，整流二极管无法导
13、通，UC2844 的工作电流全部来自滤波电容，因此 UC2844 电源 Vcc 会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给 UC2844 供电并给滤波电容补充能量，V CC电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即 UC2844 电源Vcc 电压）（2）为什么新制动单元的 Vcc 电压降幅比 SIZE-D 大很多？对比新制动单元和 SIZE-D 电路主要有三点不同 新制动单元 UC2844 的 Vcc 滤波电容为 47uF，SIZE-D 则为 220uF。这样在 UC2844 启动之前，SIZE-D 的滤波电容储存的能量较多，启动后
14、电压下降较慢。 新制动单元驱动电阻为 10，SIZE-D 为 100，两者 MOS 管型号不同，但其输入电容 Ciss 相同，因此 SIZE-D 驱动电流较小， Vcc 负载比新制动单元小， SIZE-DVcc 电压下降慢。 变压器有一路绕组给 Vcc 供电，新制动单元 Vcc 限流电阻为 10，SIZE-D 为 36，新制动单元 Vcc供电电流比 SIZE-D 大，这一点新制动单元优于 SIZE-D。综上，针对（1） 、 （2 ）做对比试验(1) 针对 Vcc 滤波电容试验的波形如下新制动单元，滤波电容加大为 100uF，启动时 Vcc 最低为13.3V。SIZE-D 滤波电容减小为 47u
15、F，启动时 Vcc 最低为12.9V，仍高于 47uF 滤波电容值的新制动单元。(2)更改新制动单元 MOS 驱动电阻为 100，启动时 Vcc 最低仍为 11V，表明此电阻对 Vcc 电压无影响。原因：MOS 门极电压升到 15V 所需要的电量是一定的，亦即 UC2844 输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变 UC2844 负载大小2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1：UC2844 Pin1 CH2：UC2844 Pin3 CH3： MOS 驱动从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1 电压波动很大，有约 1ms 的时
16、间为 0V，即反馈光耦U10（CTR 为 200400）处于饱和导通的状态，这段时间内 MOSFET 驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844 的 Pin1 与 Pin8 之间没有接电阻，光耦次级侧电流 IC 完全靠 UC2844 Pin1 提供，但是 UC2844 Pin1 的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示） ，导致光耦次级 IC 很小，当主反馈电压偏高时，光耦 IF 增大，使得初、次级满足 IF*CTRIC，光耦饱和导通。UC2844 内部误差放大器特性尝试在 UC2844 的 Pin1、Pin8 之间接电阻，当 Pin1 电压低于 Pin8 电压（5V）
17、时，Pin8 可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大 Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是 UC2844 电源Vcc）（1）加电阻 2k，稳态时波形如下， UC2844 Pin1 电压在 2.48V 左右CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS 驱动（2）加电阻 4.7k，稳态时波形如下， UC2844 电源 Vcc 纹波 150mV，Pin1 电压 2V 左右CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS 驱动 CH3：UC2844 Pin1（3）未加电阻时波形如下，UC28
18、44 电源 Vcc 纹波高达 530mVCH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS 驱动 CH3：UC2844 Pin1三、 电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有 2 两路开关电源，输入电压都是 24V 低压，但负载不同，电路设计不一样。1、开关电源 1 启动波形（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到 1.2V。由于输入电压只有 24V，变压器匝间电容几乎不会引起 MOSFET 开通时的电流尖峰CH1：电流检测电阻电压 CH2：Isense 电压2、稳态时的波形（DCM）由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS 开通时漏感会储存能量，当 MOS
19、 关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在 MOS 电压上形成尖峰。在DCM 状态，电流较小，因此 MOS 关断时尖峰电压较低，如下图为 49VCH1：MOS 管电压 Vds CH2：次级侧+17U 整流二极管电压DCM 状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和 MOSFET 的输出电容 Coss(D、S 之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/(2*LC)） ，引起谐振的过程如下：（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS 管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。（2）当能量传递完成的
20、时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个 MOS 管输出电容，即电源 +电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS 管输出电容上的电压（输入电压 Vin 与反射电压 Vr 之和）比输入电压高，MOS 管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以 MOS 管 DS 电压开始降低，由于 RCD 钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到 Vds 稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1：MOS 管电压 CH3：+17U 整流二极管电压3、CCM 状态电源启动时，电
21、路处于 CCM 状态，负载电流较大， MOSFET 关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS 管关断期间副边二极管一直在导通，原边 MOS 管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此 MOS 管关断后不会出现 DCM 时的谐振CH1：MOS 管电压 Vds CH2：次级侧+17U 整流二极管电压Vin+Vr Vin红线左边为整流二极管续流，右边则是续流结束，初级侧发生谐振由于 MOSFET 关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿 MOSFET，因此电路中都会加 RCD 吸收，如下图中红色选中器件 D30、 C71 及与 C71 并联的 4 个电阻。开关电源 1 MOS 管
22、 RCD 吸收电路从下图波形可以看出，当 MOS 导通时 D30 承受约 40V 的反压；MOS 关断瞬间， Vds 电压上升到电源电压与反射电压之和（即 Vin+Vr） ，此时 D30 导通，漏感能量经过 D30 给电容 C71 充电。CH1：D30 电压 CH3：MOS 管电压 Vds稳态时（DCM 状态）D30 波形 左图红框展开波形电容 C71 上的电压波形如下，在 17V 左右波动。D30 导通时 C71 吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后 D30 截止， C71 电压逐渐降低，直到 D30 再次导通CH1：D30 电压 CH3：电容 C71 两端电压关于 RCD 吸收电路的
23、原理与分析计算，请参考附件D30 导通4、开关电源 2 反馈电路（1）TL431 等效电路图如下电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻 R125、R155 分压后接到 TL431 的参考输入端( 误差放大器同向输入端 )的电压升高，使得 TL431 阴、阳极间电压 Vka 降低，进而光耦的二极管电流 IF 变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即 UC2844 的 Pin1 电压变低，使得MOSFET 功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：稳态时的波形，数学函数为 CH1-CH2，即 R150 上的电压，最高 825m
24、V，最低 680mV，二极管导通压降为 1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流 IF 最高 1.25mA，最低 0.95mACH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） MATH：CH1-CH2(R150 压降)CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：MOS 驱动（2）电源启动时反馈电路波形Vka 有一个电压下降的点，此时主反馈电压还未达到 5V，TL431 还未开始工作；电阻 R150 压降218mV，则 TL431 电流 IKA 为 0.46mA，光耦 U22 二极管压降 0.85V，未导通；之后 IKA 开
25、始显著增加主反馈电压达到 5V 时，TL431 开始工作，光耦 U22 初级侧导通，二极管压降为 1V，次级侧 Vce 开始下降，此时 R150 压降为 470mV，则 TL431 电流 IKA 为 1mACH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka ） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150 压降)启动时波形Vka 有一个电压下降的点，此时电阻 R150 压降 218mVCH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150 压降)主反馈电压达到 5V 时，光耦
26、 U22 次级侧 Vce 开始下降，此时 R150 压降为 470mVCH1：U22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka ） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦 U22 二极管压降)CH1：U22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka ） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦 U22 二极管压降)Vka 有一个电压下降的点，此时光耦 U22 二极管压降 0.85V光耦 U22 次级侧 Vce 开始下降时初级侧二极管压降为 1V对比看开关电源 1 反馈电路启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到 10V 左右时光耦 U8 次级侧电压就开
27、始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到 10V 左右时，光耦初级侧就开始有电流CH1：+17U- 电压 CH2：U8 Pin2（Vka） CH3：U8 Pin4（幅值不准）启动时波形从 TL431 的内部等效图可以看出，当参考输入端电压低于 2.5V 时，I KA 可以认为是零，而+17U- 电压为 10V 时，TL431 参考端电压远低于 2.5V，那么流过光耦初级侧的电流从哪里来？唯一的路径就是经过 R55、C85 ，再到 R57。验证过程如下：开关电源输入端不供电，用稳压源给+17U-/-8U- 供电，量测如下电压波形（1）稳压源供电 5V，R55 上最高
28、有 1.5V 的电压，电流最高 0.45mA；R54 上最高有 0.92V 的电压，电流最高 0.46mA，即电流全部流过 R55、C85 ，此时光耦二极管未导通CH1：R55 右端 Ch2：R55 左端 Math：CH1-CH2（R55 电压）R55 上的电压波形CH1：R54 左端 Ch2：R54 右端 Math：CH1-CH2（R54 电压）R54 上的电压波形（2）稳压源供电 10V，R55 上最高有 3.1V 的电压，电流最高 0.94mA；R54 上最高有 1.95V 的电压，电流最高 0.97mA。电流全部流过 R55、C85CH1：R55 右端 Ch2：R55 左端 Math：
29、CH1-CH2（R55 电压）R55 上的电压波形CH1：R54 左端 Ch2：R54 右端 Math：CH1-CH2（R54 电压）R54 上的电压波形（3）去掉 C85，稳压源 10V 供电，R54 基本没有电压降（尖峰处是因为机械开关的抖动）CH1：R54 左端 Ch2：R54 右端 Math：CH1-CH2（R54 电压）从以上实验可以看出，开关电源启动时，由于 C85 的存在，主反馈电压升高到 10V 时，经过R54、R53/U8、R55 给 C85 充电，导致 U8 初级侧有电流，引起次级侧电压波动。去掉 C85 后给开关电源 1 输入供电，启动时波形如下，可以看出当+17U-电压升高到 25V 时光耦次级侧电压才开始下降CH1：+17U- 电压 CH2：U8 Pin2（V KA） CH3：U8 Pin4CH1：+17U- 电压 CH2：U8 Pin2（V KA） CH3：U8 Pin4从上图可以看出去掉 C85 后，当主反馈电压达到 5V，TL431 开始工作时 VKA 有明显的抖动，造成光耦次级侧电压波动较大，这样会导致整个电压反馈环路的不稳定，输出电压波动较大，这样 C85 在电路中的作用也体现出来了，就是用来做环路补偿的。关于环路补偿的详细分析请参考如下附件
