1、河海大学文天学院学士论文毕 业 设 计（论 文）题目：全桥 LLC 谐振电源的设计与研究理论部分河海大学文天学院学士论文本科毕业设计（论文）任务书、毕业设计（论文）题目：全桥 LLC 谐振电源的设计与调试-理论部分 、毕业设计（论文）工作内容（从专业知识的综合运用、论文框架的设计、文献资料的收集和应用、观点创新等方面详细说明）： 随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低 EMI 噪声是 DC/DC 变换器的发展趋势，全桥 LLC 谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管 ZVS，副边整流管 Z
2、CS,有效解决了移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器存在的问题，使得 LLC 谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。 本课题以全桥 LLC 谐振变换器为研究内容，并与移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器进行比较，总结二者优缺点，接着对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用 MATLAB 仿真证明理论分析的正确性。最后，搭建220V-40A 全桥 LLC 谐振变换器实验平台，验证理论分析的正确性和设计方法的合理性。具体工作的步骤、内容、要求安排如下： 1.绪论，介绍研究的背景。2.以全桥 LLC 谐振变换器为研究内容，并与移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器
3、进行比较总结二者优缺点。3.对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用 MATLAB 仿真证明理论 分析的正确性。4.总结论文。、进度安排：第 1 周第 2 周（2 周）：根据毕业设计任务和要求，收集、查阅和研究学习相关的信息和资料：确定相应的技术方案和实施过程及规划； 第 3 周第 5 周（3 周）：撰写论文初稿，查阅相关资料进行修改； 第 6 周第 9 周（4 周）：设计电路图，调试硬件； 第 10 周第 12 周（3 周）：完成 MATLAB 软件设计； 第 13 周第 14 周（2 周）：充实论文，后期检查整改。 、主要参考资料：1 张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计（修订版）
4、 ，电子工业出版社，河海大学文天学院学士论文2006.1.3613672 阮新波，严仰光，直流开关电源的软开关技术，北京：科学出版社，20003 马利军，峰值电流模式控制在移相全桥变换器中干的应用硕士学位论文，河海大学电气工程学院，2007.4 Yilei Gu, C. Chen, “Analysis and Design of Two-Transformer Asymmetrical Half-Bridge Converter,” Proc, IEEE PESC 02 2002, 943-9485 L. Krupskiy, V. Meleshine, A. Nemchinov, “Unifi
5、ed Model of the Asymmetrical Half Bridge for Three Important Topological Variations,” Proc, IEEE INTELEC99, 1999, pp.86 丁道宏，杨东平，串联输出谐振变换器开关特性和效率分析，电力电子技术，1994 年第一期，29327 丁道宏，陈玉水，并联输出 DC-DC 谐振变换器的稳态输出与数字仿真，南京航空航天大学学报，1994，26（2）：1771868 王卫，张雷，李可，半桥串并联谐振电源的研究，哈尔滨工业大学学报，1996，28（1）：69759 周伟成，3kW LLC 谐振式模
6、块化通信电源 硕士学位论文，浙江大学电气工程学院，2007指导教师：（签名： ） ， 2012 年 月 日学生姓名：（签名： ） ，专业年级： 电气工程及其自动化 09 级 系负责人审核意见（从选题是否符合专业培养目标、是否结合科研或工程实际、综合训练程度、内容难度及工作量等方面加以审核）： 专业负责人签字： ， 2012 年 月 日河海大学文天学院学士论文河海大学文天学院学士论文I摘 要随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低 EMI 噪声是 DC/DC 变换器的发展趋势，全桥 LLC 谐振
7、变换器能够实现全负载范围下原边开关管 ZVS，副边整流管 ZCS,有效解决了移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器存在的问题，使得 LLC 谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。本文首先对谐振变换器基本分类和工作过程进行归纳总结，并与传统 PWM变换器进行对比，总结 LLC 谐振变换器主要优点；详细讨论 LLC 谐振变换器工作在各个开关频率区域内工作过程和工作原理，分析变换器工作在容性区域内的缺点和危害性以及轻载情况下的工作状况。其次，利用基波分析方法建立变换器数学模型，推导输入电压、输出电压和开关频率以及负载的关系，分析LLC 谐振变换器空载特性和短路特性，推导感性和容性区域边界
8、条件，确定变换器稳态工作区域，确定主开关管实现 ZVS 条件，分析系统小信号模型和设计控制器。最后，根据主开关管的 ZVS 条件总结谐振参数的计算步骤，据此设计了主电路和控制电路，在讨论几种常用的过流保护方法基础上采用实用过流保护方法，而且对变换器的损耗做出详细的分析。通过实验证明了 LLC 谐振变换器具有软开关特性，电路结构简单、效率高，可以实现高频化和高功率密度，电路的输入电压范围和输出功率范围较宽以及输出整流二极管电压应力较低等优点。关键词：谐振变换器，软开关，基波分析方法，过流保护，损耗分析河海大学文天学院学士论文IIAbstractIn DC/DC converter applica
9、tions, high frequency, high power density, high efficiency is the development trend. As a focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant converter can solve well these problems such as hard to achieve ZVS in light load and revere recovery problems, also work well without any
10、 load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. Just with the advantages comparing to the series converter or the parallel converter, it can be widely focused on and used nowadays.The dissertation first analyzes three traditional resonant converters and comp
11、ares them with LLC resonant converter, and then sums up the advantages of LLC resonant converter, and discusses in detail its principle and the operation modes in each frequency range, and the disadvantages and harmfulness in the non-inductance range and the work states in the light load. Secondly,
12、based on the fundamental harmonic approximation (FHA), the mathematics model of the converter is obtained, the gain relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given, the no-load and short characteristic is analyzed, steady working region of LL
13、C resonant converter is confirmed, and the conditions to achieve ZVS are given, small-signal model is analyzed and the controller is designed. Finally, the calculation process of the resonant parameters is summed up, then the main circuit parameters and control circuit is designed, the fruit way of
14、over-current protection is adopted, and the losses of the converter are analyzed in detail. The experimental results prove that LLC resonant converter haves the advantages such as ZVS characteristic, simple circuit structure, the achievement of 河海大学文天学院学士论文IIIhigh frequency and high power density an
15、d high efficiency, the wide range of input voltage and output power, and the low voltage stress of output rectifier diodes.Keywords: resonant converter, soft-switches, FHA, over-current protection, analysis of loss河海大学文天学院学士论文目录摘 要 IAbstract .II第一章 绪论 11.1 直流变换器 11.1.1.直流变换器的分类 .11.1.2 直流变换器技术现状及未来的
16、发展 .11.2 软开关技术 31.3 谐振变换器与谐振电源 41.3.1 串联谐振变换器 .41.3.2 并联谐振变换器 .51.3.3 串并联谐振变换器 .71.3.4 LLC 串联谐振变换器 .81.4 移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器与 LLC 串联谐振变换器比较 8第二章 LLC 串联谐振变换器工作原理 .112.1 主电路 112.2 变换器工作在感性区间主要波形和工作模态 122.2.1 工作在 ffs 区间(Buck)主要工作波形和工作模态 .122.2.2 工作于 fmfs（Buck）和 f=fs的频率区间内，而且它可以工作在 fmfs 区间(Buck)主要工作波
17、形和工作模态图 2-2 工作在 ffs 区间（Buck）主要工作波形LLC 串联谐振变换器在 ffs时工作波形如图 2-2 所示，可以把它分为 8 个工作模态，每一个工作模态等效电路如图 2-3 所示。假设输出电容无穷大，故认为输出电压 V0保持不变。M1：在 t0时刻，开关管 Q1关断，谐振输入电流给开关管输出电容 C1充电、C2放电，一直到 t1时刻 C2上电压降为零，这就给 Q2的 ZVS 创造了条件。此时励磁电流继续线性上升，励磁电感上电压被钳位在 nV0，不参与谐振，只有谐振电感 Ls和谐振电容 Cs一起谐振。M2：在 t1时刻，开关管 Q2体内二极管 D2导通续流，进一步为 Q2的
18、 ZVS 开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到 t2时刻励磁电流和谐振输入电流相等，整流二极管 D3关断。在此过程励磁电感仍然被钳位在 nV0，不参与谐振。但从过程来看，谐振输入电流是以高 di/dt 的速率下降。M3：从 t2时刻起，谐振输入电流继续减小到小于励磁电流时，整流二极管D4导通。正是由于 D4导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在-nV 0，这样励磁电流线性减小。在 t3时刻，D 2续流导通结束。M4：从 t3时刻起，谐振输入电流反方向从零增大，Q 2为 ZVS 开通，能量继续传输给副边。在 t4时刻，开关管 Q2关断。河海大学文天学院学士论文14M5：在 t4时刻，由
19、于 Q2关断，谐振输入电流给 C1放电、C 2充电，此过程一直维持到 t5时刻 C2电压升到零为止，为 Q1的 ZVS 开通创造条件。M6：在 t5时刻，开关管 Q1体内二极管 D1开始续流，进一步为 Q1的 ZVS 开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到 t6时刻励磁电流和谐振输入电流相等，D 4关断。同 M2 过程一样，谐振输入电流都是以高 di/dt 的速率变化。M7：从 t6时刻起，谐振输入电流继续增大到大于励磁电流时，整流二极管D3导通。由于 D3导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在 nV0，这样励磁电流逐渐增大。直到 t7时刻，谐振输入电流过零，D 1关断。M8：在 t7
20、时刻，谐振输入电流谐振过零变为正，开关管 Q1为 ZVS 开通。能量继续通过 D3传输给负载。在 t8时刻，开关管 Q1关断。从 t8时刻开始，电路进入下一个周期。M1：t 0t1 M2：t 1t2M3：t 2t3 M4：t 3t4河海大学文天学院学士论文15M5：t 4t5 M6：t 5t6M7： t6t7 M8：t 7t8图 2-3 工作在 Buck 区间（ff s）工作模态在此运行工作区间，由于开关管关断时谐振输入电流较大，能够保证 MOS管实现 ZVS。然而，原边关断电流较大会产生较大关断损耗。此外，副边整流二极管电流同原边谐振输入电流类似，同样以较高 di/dt 速率关断，如图 2-
21、2工作模态中 M2 和 M6，这样整流二极管上就会产生一定电压尖峰，给电路稳定运行带来了一定的不可靠性。此时输出整流二极管是硬关断，存在严重反向恢复问题，损耗较大，不利于效率提高。河海大学文天学院学士论文162.2.2 工作于 fmffs 区间(Boost)主要工作波形和工作模态图 2-4 工作在 fmffs 区间（Boost）主要工作波形在此工作频率范围之内，LLC 串联谐振变换器的额定负载稳态运行工作波形如图 2-4 所示。据图 2-4 每个周期内可以分为 8 个工作模态，每个工作模态的等效电路如图 2-5 所示。电路中，输出电容 C0假设足够大，因此输出电压 V0可以认为不变。M1：从
22、t0时刻起，Q 1处于导通状态，D 3处于自然关断状态，输出被变压器隔离。此时流入变压器副边电流为零，变压器原副边没有能量交换，输出对 Lm钳位消失，励磁电感 Lm、谐振电感 Ls和谐振电容 Cs开始一起谐振。实际电路中励磁电感 Lm远大于谐振电感 Ls，谐振电容 Cs和励磁电感 Lm、谐振电感 Ls构成的谐振周期远大于开关周期，因此这个阶段可以认为励磁电流近似不变。谐振电容被恒流充电，电压线性上升。而输出仅由输出电容供电。M2：在 t1时刻，Q 1关断，进入死区时间，此时 Lm中电流大于 Ls中电流，两者之差流过变压器原边，D 4为 ZCS 开通。谐振输入电流给 C1充电、C 2放电，直到
23、t2时刻 C2上电压为零。此阶段中励磁电感 Lm上电压被钳位在-nV 0，D 4导通。此时只有谐振电感 Ls和谐振电容 Cs参与谐振。M3：在 t2时刻，Q 2体内二极管 D2续流导通，为 Q2的 ZVS 导通创造了条件。励磁电流在钳位电压-nV 0下线性充电，励磁电感不参与谐振。直到 t3时刻，谐振输入电流下降到零，D 2续流导通结束。河海大学文天学院学士论文17M1：tt 1 M2：t 1t2M3：t 2t3 M4：t 3t4M5：t 4t5 M6：t 5t6M7：t 6t7 M8：t 7t8图 2-5 工作在 fmffs 区间（Boost）工作模态河海大学文天学院学士论文18M4：在 t
24、3时刻，Q 2以 ZVS 方式开通，谐振输入电流反方向流通。此时只有谐振电容 Cs和谐振电感 Ls参与谐振，L m上电压钳位在-nV 0，不参与谐振，仅作为变压器。在 t4时刻，谐振输入电流和励磁电流相同，此时 D4的电流自然降为零而关断，即为软关断。M5：在 t4时刻，由于谐振输入电流和励磁电流相等，D 3和 D4处于反偏截止状态，输出被变压器隔离，此时 Lm开始参与谐振。谐振电流在 Q2和谐振腔内循环流动。输出电容放电，继续给输出供电。直到 t5时刻，Q 2关断，该状态结束。M6：与状态 M2 类似，只不过此时谐振电流比励磁电流大，两者之差流过变压器，整流二极管 D3自然导通。M7：在 t
25、6时刻,Q 1体内二极管 D1导通续流，为 Q2的 ZVS 导通创造了条件。直到 t7时刻，谐振电流上升到零，D 1续流导通结束。M8：在 t7时刻，Q 2以 ZVS 方式开通，谐振电流正方向流通。此时只有谐振电容 Cs和谐振电感 Ls参与谐振，L m的电压钳位在 nV0，不参与谐振，仅作为变换器。在 t8时刻，谐振电流和励磁电流相同，此时输出整流二极管 D3的电流变为零，即为 ZCS 软关断。从 t8时刻开始，电路进入下一个周期。2.2.3 工作在 f=fs 谐振频率点的工作波形图 2-6 工作于 f=fs 谐振频率点的工作波形图 2-6 给出 f=fs时 LLC 串联谐振变换器额定负载稳态
26、运行的工作波形。其河海大学文天学院学士论文19实 f=fs是上述一种特殊情况，与上面相比，此时工作模态少了 M1 和 M5；另外，此时谐振电流是一个纯正弦波形，输出电流是整流二极管 D3和 D4之和，而且是临界连续的。以上所有过程的分析，均是基于额定负载运行的情况，当负载变轻时，在每个工作区域还有几种不同的工作模式，这里不做出详细的叙述。通过以上分析，我们可以看出：当变换器处于 Boost 区间时，LLC 串联谐振变换器实现原边 MOS 管的 ZVS，且流过整流二极管电流断续，输出整流二极管 ZCS 软关断，消除因反向恢复所产生的损耗；当变换器处于 Buck 区间时，LLC 串联谐振变换器虽能
27、实现原边 MOS 管的 ZVS，但是整流二极管电流连续，整流二极管 ZCS 特性丢失，在换流时会因反向恢复而产生损耗，而且在整个周期内励磁电感 Lm在变换器运行过程中始终被方波电压所钳位，故一直未参与谐振，所以在此区间内，LLC 串联谐振变换器特性偏向于普通串联谐振变换器。2.3 工作在容性区间内开关管的工作状态从 LLC 串联谐振变换器工作在 Boost 工作区间的工作原理和工作过程来看，谐振网络输入电流滞后于输入电压时，开关管才可能以 ZVS 方式开通。换句话说，当谐振网络呈现感性，软开关才可能实现。谐振网络输入电流滞后于输入电压的频率区域称为感性区域，而谐振网络输入电流超前于输入电压的频
28、率区域称之为容性区域，而谐振区域的分界线将会在第三章中做出分析。接下对变换器工作在容性区域时开关管的工作状态作详细的分析。 图 2-7 变换器工作在容性区域的主要波形回到谐振变换器工作模态分析来看，当开关管 Q1关断、Q 2开通，假设当变河海大学文天学院学士论文20换器处于某一时刻 t0前，此时 Q1处于开通状态，谐振网络输入电流从谐振网络流出并流回到输入电压源，即谐振电流为负。运行状态如图 2-7 所示。从上面波形可以看出，在死区时间 TD内谐振网络输入电流通过 MOS 管 Q1体内二极管 D1继续流通，直到死区时间结束 Q2导通为止。从开通损耗方面讲，Q 2应该在最小开通损耗下开通。然而，
29、正是由于死区时间内 D1导通，在 t1时刻加在 Q2上电压等于输入电压 Vi，以至于在 Q2开通时不仅电压和电流有一部分重叠，而且开关管输出电容上能量主要消耗在开关管上，即加在导通电阻上。这相当于传统中 PWM 控制方式下开关管以硬开关方式开通的情形，这种情况下会导致开关管严重过热。此外，在 t1时刻，D 1的电流和电压由于 Q2的开通被迫突降为零，很短时间内承受很高的 dv/dt 冲击，这对开关管来说是很危险的。由于 MOS 管体内二极管没有很好的反向恢复特性，因此 D1将会承受很大反向恢复电流尖峰的冲击。由于变换器谐振电感中电流不能突变，故尖峰不会通过谐振网络，这样会对开关管造成一定的危害
30、。开关管 Q1体内二极管 D1的电压和电流在其反向恢复期间承受极高 dv/dt 的尖峰，这个尖峰可能会超出开关管自身给出的 dv/dt 速率，从而造成 MOS 管内部寄生的双极型晶体管过热而引起二次击穿。其次，也会产生这种情况：由于体内二极管在关断过程中存在反向恢复电流，此电流极有可能注入到 MOS 管极间电容 Cgd，当足够大时使得本来处于关断状态的 MOS 管栅极低电平提升到开启电压，开关管会再次开通，从而造成桥臂上下两开关管的直通。这种容性工作状态的另一个缺点就是，电路板本身存在不可避免的寄生电感承受电流的变化而形成的电压尖峰很大，这样会损坏与桥臂相连的 IC 控制芯片。类似地，当 Q2
31、关断 Q1开通的过程也会产生同样严重的问题。通过以上的分析，容性工作模式不仅使变换器的损耗变大，而且极有可能危害谐振变换器的正常运行。所以为了使变换器具有很好的软开关特性，变换器必须工作在感性工作模式下。然而，感性负载只是软开关特性的必要条件，而非充分条件。以上的分析可知，桥臂中点电压无论是从零到输入电压的变化还是输入电压到零的变化，都需要保证谐振网络在开关管关断时电流要足够大。当电感中储存的能量大于桥臂中点等效电容 CHB的能量，桥臂中点电压才会由输入电压降到零使河海大学文天学院学士论文21D2得以导通续流，这样为 Q2的零电压开通创造了条件。类似地，当 Q2关断时，电感中储存的能量转移到 CHB从而给 CHB充电至输入电压直到 D1开通，这样 Q1的零电压开通创造了条件。然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保证所有运行状态下开关管以 ZVS开通。变换器开关管驱动信号死区时间 TD长短将会对变换器软开关特性产生很大影响。死区时间就是为实现 ZVS 而保证开关管在一定时间内完成桥臂上下开关管导通和关断的切换。而在死区时间内变换器工作状态实际上是相当复杂的。2.4 工作于接近感性和容性区间分界线以及轻载下的工作状况(a) (b)(c) (d)图 2-8 变换器工作在分界线附近的工作状况图 2-8 给出的波形反映的是当变换器工作在非常接近容性区域的感性区域，
