1、1第二章 开关电源原理2.1 开关电源的基本原理开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管的开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，简单结构如图 2-1 所示。图 2-1 开关电源基本电路开关晶体管 VT 串联在输入电压 VI 和输出电压 Vo 之间，当晶体管 VT 的基极输入开关脉冲信号时，VT 则被周期性地开关，即轮流交替处于饱和导通与截止。假定 VT为理想开关，则 VT 饱和导通时基极。发射极之间的压降近似为零，输入电压 Vi 经VT 加至输出端；反之，在 VT 截止期间，输出为零。VT 经周期性开关后在输出端得到脉冲电压，且经滤波电路可得到其平均直流电压，输出电压如 2-
2、1 式所示：（2-1）DVTionioonT为开关导通时间，T 为开关周期，D 为占空比。由此可见，开关稳压电源可以通过改变开关脉冲占空比，即开关导通时间 on来控制输出直流电压值 7。2.2 开关电源的工作流程开关电源通常由六大部分组成，如图 2-2 所示。第一部分是输入电路，它包含有低通滤波和一次整流环节。220V 交流电经低通滤波和桥式整流后得到未稳压的直流电压 Vi，此电压送至第二部分进行功率因数校正，其目的是提高功率因数，它的形式是保持输入电流与输入电压同相。第三部分是功率转换，它是由电子开关和高频变压器来完成的，是把高功率因数的直流电压变换成符合设计要求的高频方波脉冲电压。第四部分
3、是输出电路，用于将高频方波脉冲电压经整流滤2波后变成直流电压输出。第五部分是控制电路，输出电压经过分压、采样后与电路的基准电压进行比较、放大。第六部分是频率振荡发生器，它产生一种高频波段信号，该信号与控制信号叠加进行脉宽调制，达到脉冲宽度可调。有了高频振荡才有电源变换，所以说开关电源的实质是电源变换 8。图 2-2 开关电源工作原理框图2.3 开关电源的调制方式开关电源电路的调制方式主要有：PWM、PFM、PSM 三种调制方式。脉冲宽度调制（PWM ）方式 9，其开关频率恒定，通过调整导通脉冲的宽度来改变占空比，从而实现对输出能量的控制，称之为“定频调宽” ；脉冲频率调制（PFM）方式 10，
4、其脉冲宽度恒定，通过调节开关频率改变占空比，从而实现对输出能量的控制，称之为“定宽调频” ；脉冲跨周期调制（PSM）方式 11，脉冲宽度恒定，选择性的跳过某些工作周期的方式调节输出能量的大小。2.3.1 PWM 调制PWM 调制方式是开关电源中最常采用的控制方式，通过负载端反馈信号与内部产生的锯齿波进行比较，输出一路恒频变宽的方波信号对开关管进行控制，根据负载状况实时调节开关管的导通时间，从而稳定输出电压。其工作波形如图 2-3 所示。3图 2-3 PWM 的工作原理图目前 PWM 控制方式是开关电源中使用最普遍的，具有以下优点：在负载较重的情况下效率很高，电压调整率好，线性度高，输出纹波小，
5、适用于电流或者电压控制模式。存在以下缺点：输入电压调制能力弱，频率特性较差，轻负载下效率下降。2.3.2 PFM 调制PFM 是开关电源中经常使用的调制方式。通过负载端反馈信号与基准信号进行比较，输出误差信号对工作频率进行调节，然后输出一路恒宽变频的方波信号对开关管进行控制，根据负载状况实时调节开关管的导通时间，从而稳定输出电压。其工作波形如图 2-4 所示。目前 PFM 控制方式在开关电源中使用已经比较普遍，这种控制方式具有以下优点：在负载较轻时效率很高，工作频率高，频率特性好，电压调整率高，适用于电流或者电压控制模式。存在以下缺点：负载调整范围窄，滤波成本高。4图 2-4 PFM 的工作原
6、理2.3.3 PSM 调制PSM（ Pulse Skipping Mode）调制方式是开关电源中一种新的控制方式，称为脉冲跨周调制。将负载端反馈信号转换为数字电平，在时钟上升沿检测该反馈信号电平决定是否在该时钟周期内工作，调节开关管的导通时间，从而稳定输出电压。其工作波形图如图 2-5 所示。图 2-5 PSM 的工作原理目前 PSM 控制方式已经用于开关电源，具有以下优点：在负载较轻时率很高，工作频率高，频率特性好，功率管开关次数少，适用于小功率电源管理 IC。存在如下缺5点：输出纹波大，输入电压调整能力弱。2.4 开关电源控制方式我们通常使用的开关电源都是基于 PWM 的调制方式，所以我们
7、着重分析 PWM 方式下的控制技术。PWM 控制技术主要分为两种：一种是电压模式 PWM 控制技术，另一种是电流模式 PWM 控制技术 12。2.4.1 电压模式 PWM 控制器开关电源最初采用的是电压模式 PWM 技术，基本工作原理如图 2-6 所示。输出电压 Vo 与基准电压相比较后得到误差信号 VE。此误差电压与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进行比较，由 PWM 比较器输出占空比变化的矩形波驱动信号，这就是电压模式PWM 控制技术的工作原理。由于此系统是单环控制系统，其最大的缺点是没有电流反馈信号。由于开关电源的电流都要流经电感，因此相应的电压信号会有一定的延迟。然而对于稳压电源来说，需要
8、不断地调节输入电流，以适应输入电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的。因此，仅采用采样输出电压的方法是不够的，其稳压响应速度慢，甚至在大信号变化时，会因为产生振荡而造成功率开关管的损坏等故障发生，这是电压模式 PWM 控制技术的最大不足之处。图 2-6 电压模式 PWM 控制技术原理2.4.2 电流模式 PWM 控制器电流模式 PWM 控制技术是针对电压模式 PWM 控制技术的缺点而发展起来的。所谓电流模式 PWM 控制，就是在 PWM 比较器的输入端直接用输出电感电流检测信号与6误差放大器的输出信号进行比较，实现对输出脉冲占空比的控制，使输出电感的峰值电流跟随误差电压变化。这种控
9、制方式可以有效地改善开关电源的电压调整率和电流调整率，也可以改善整个系统的瞬态响应。电流模式 PWM 控制技术的工作原理如图 2-7 所示 9。电流型 PWM 控制技术主要分为峰值电流控制技术和平均电流控制技术，这两种控制技术检测并反馈的是一个导通周期内电流变化的峰值和平均值。峰值电流控制技术：峰值电流模式控制是直接控制峰值输出侧电感电流的大小，然后间接地控制 PWM 的脉冲宽度。因为峰值电感电流容易检测，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，而平均电感电流的大小
10、才是唯一决定输出电压大小的因素。当系统 PWM 占空比 D50时，固定频率峰值电流模式控制方式存在着固有的开环不稳定现象，需要引入适当的斜坡补偿，去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动，使得所控的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。当外加斜坡补偿信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路中的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。峰值电流模式控制是双闭环控制系统(外环为电压环，内环为电流环)，电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需
11、控制输出电压，不必控制储能电路。因此，峰值电流模式控制具有比电压模式控制大得多的带宽。7图 2-7 电流模式 PWM 控制技术的工作原理平均电流控制技术：平均电流控制需要检测电感电流，电感电流检测信号与给定的VE。进行比较后，经过电流调节器生成控制信号 VC，VC 再与锯齿波调制信号进行比较，产生出 PWM 脉冲。电流调节器一般采用 PI 型补偿网络，并可以滤除采样信号中的高频分量。两种电流控制技术的比较：峰值电流型控制技术的特点是方便、快速，但是需要稳定性补偿；平均电流型控制技术的特点是稳定可靠，但是响应速度较慢，而且控制起来也比较复杂。因此，在实际应用中，峰值电流控制模式比平均电流控制模式
12、应用更为普遍 13。2.5 开关电源工作模式以本设计所用的反激式变换器为例。所谓反激式是指变压器的初级极性与次级极性相反，如图 2-8 所示。它是由开关管 VT、整流二极管 D1、滤波电容 C 和隔离变压器构成的。如果变压器的初级上端为正，则次级上端为负，开关管 VT 按照 PWM 方式工作。反激式变换器效率高，线路简单，能提供多路输出，所以得到了广泛应用。8图 2-8 反激式变换器基本电路反激式 PWM 变换器有电流连续和电流断续两种工作方式。对初级绕组 W1 流经开关管的电流 PI而言，它的电流是不可能连续的，因为开关管 VT 断开后，其电流必然为零，但此时在次级绕组 W2 中必然引起电流
13、，故对反激式变换器来说，电流连续是指变换器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，而电流断续是指合成安匝在开关管VT 关断期间有一段时间为零。当电流连续时，反激式变换器有两种开关模式，如图 2-9 中(a)(b)所示；而当电流断续时，反激式变换器有三种开关模式，如图 2-9 中(a)(b)(c)所示。9图 2-9 不同开关模式下的等效电路2.5.1 电流连续时反激式变换器的工作原理如图 2-9(a)，在 t=0 瞬间，开关管 VT 导通，电源电压 加在变压器初级绕组 上，iV1W此时，在级次绕组 中的感应电压 ，使二极管 截止，负载电流由滤波2WiWV121D电容 C 提供。此时，变压器的次
14、级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为 ，一次初级电流 从最小值 开始线性增加，其增加率为：1LPIminPI（2-2）1LVdtip在 时，电流 达到最大值 。onTtPImaxPI10(2-3)DTLVIiP1maxax在此过程中，变压器的铁芯被磁化，其磁通 也线性增加。磁通 的增量为：(2-4)Wi1)(如图 2-9(b)，在 时，开关管 VT 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动onTt势反向，使二极管 导通。储存在变压器磁场中的能量通过二极管 释放，一方面给1D1D电容 C 充电，另一方面也向负载供电。此时，只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为 。
15、次级绕组上电压为 ，次级电流 从最大值 线性下降，2LoVSIminSI其下降速度为：(2-5)2LdtIoS在 t=T 时，电流 达到最小值 。SIminSI(2-6)TDLVo)1(2axi 在此过程中，变压器铁芯去磁，其磁通 也线性减小。磁通 的减小量为：(2-7)Wo)1(2)(2.5.2 电流连续时反激式变换器的基本关系在稳压工作时，开关管导通铁芯磁通的增加量 )(必然等于开关管 VT 关断时的减少量 ，即 ，则由式(2-4)和式(2-7)可得：)()()(2-8)DKWVio 1122式中， 是变压器初、次级绕组的匝数比。21K当 时，则有：1211(2-9)DVio1开关管 VT
16、 关断时所承受的电压为 Vi 和初级绕组 W1 中感应电动势之和，即：(2-10)VWTioi12在电源电压 一定时，开关管 VT 的电压和占空比 D 有关，故必须限制最大占空iV比 的值。maxD二极管 的电压等于输出电压 V。与输入电压 折算到次级的电压之和，即：1 iV(2-11)121KioD负载电流 Io 就是流过二极管 Dl 的电流平均值，即：(2-12)(minaxDIISo根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：(2-13)in2in1SPIWI(2-14)maxmax由式(2-3)和式(2-12)(2-14)可得：(2-15)DLfVIIioP212max(2-16)fW
17、II ioS 212axax和 分别是流过开关管 VT 和二极管 的最大电流值。maxPIaxS 12.5.3 电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系如果在临界电流连续时工作，式(2-9)仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为，则 ，则负载电流为：maxPIDfLVWIiS12ax(2-17)1(maxISo12故有临界连续负载电流：(2-18)DWfLVIioG)1(221在 D=0.5 时， 达到最大值：oI(2-19)fLioG12max8于是式(2-18)可以写成：(2-20)DIoG)(4max式(2-20)就是电感电流临界连续的边界。在电感电流断续时 不仅与占空比 D 有关，而
18、且还与负载电流 的大小有关。假ioV oI设 为 续流相对时间，由一个开关周期内铁芯磁通增加量和减少量相等可得TDSI，故 。又 ， ，则有：WVoi 21 Woi12 TLVIoS1max TDLVIo1(2-21)oioIfLDV12式(2-21)表明：电流断续时，输出电压不仅与占空比 D 有关，而且还与负载电流oI的大小有关，当占空比 D 一定时，减小负载电流 oI就可以使输出电压 oV升高。电流断续模式情况下，储存在原边电感中的能量取决于峰值电流的大小： 22max1fLVIEiP(2-22)能量每个周期传递一次， fDTi12(2-23)这个方程告诉我们，一旦输入电压固定，如果要增加
19、输出功率。那么只能 T 通过降低开关频率或者减少电感来实现。而如果开关频率也已经选定，那么只有通过减少电感才能增加功率。但是实际的电感都有一个最小值，断续模式工作的反激式变换器有最13大输出功率的限制，一般低于 50W14。2.6 本章小结本章主要介绍了开关电源的基本工作原理，以及开关电源的工作流程。还介绍了开关电源的调制方式，目前 PWM 控制方式是开关电源中使用最普遍的，具有以下优点：在负载较重的情况下效率很高，电压调整率好，线性度高，输出纹波小，适用于电流或者电压控制模式。所以本设计将采用 PWM 调制方式。PWM 控制技术主要分为两种：一种是电压模式 PWM 控制技术，另一种是电流模式
20、 PWM 控制技术。由于电流控制方式对输入电压反应迅速，所以本设计将采用电流控制方式。本章还介绍了开关电源的工作模式，由于不连续模式反馈环路稳定，且本设计的功率较小，所以采用不连续模式。14第三章 开关电源中使用的控制器件3.1 高频变压器使用变压器首先是隔离开输入和输出，使电源的使用符合安全规范的须要。变压器次级绕组匝数的不同，也可以同时提供不同的电压。现在为了减少变压器的体积，一个主要的方法就是提高电源的工作频率，和使用磁集成器件 15。3.1.1 磁化曲线和磁滞回线图 3-1 变压器磁芯的磁化曲线和磁滞回线如图 3-1，作为正激和桥式变换器，大都工作在区域 1 和 2。这两个区的特点是：
21、外磁场很小，并且磁化过程是可逆的。对 1 区有 HB。 为起始磁导率。显然是线性的。对输出功率不大、频率不高的电源变压器，可以极为精确的计算工作时的 B值。在 2 区有 21bHB。其中 b 为瑞利常数。这个区域己经不是线性的了。但磁化过程仍然可逆。通常针对这两个区，在工程应用上我们仍然取近似公式： H1。由于可逆，故正激变换器几乎没有磁滞(实际上由于工艺等原因，仍然存在不可逆磁化，只不过比较小)。对于输入输出相同的电源，若分别采用正激和反激拓扑，只要工作频率相同，正激变压器的效率一定高于反激变压器。对于反激变压器而言，其工作区域是 1，2，3 区。其中 3 区属于不可逆磁化区。这个区域是磁滞
22、的主要形成区，故反激变压器定有磁滞损耗的成分。它是工作在中等磁场范围内，此时即使磁场的变化范围很小，B 的变化也十分显著，其磁导率迅速增大并达到最大值，这个区也是最大磁导率区。显然 1，2，3 各区的磁导率并不相等。但在变压器的参数计算时，我们采用公式 HBe。其中 e为有效磁导率，使将 1，2，3 中的BH 曲线等效为一根直线得出的 B 和 H 的比值。需要说明的是这个式子适应于以15DCM 方式工作的反激变换器。以 CCM 方式工作的反激变换器，精确的计算须使用增量磁导率。正激变换器中的储能电感的计算同样要考虑 DCM 方式使用 e，CCM 方式使用增量磁导率。对于最大磁滞回线。磁化过程不
23、能按原路返回，则必然有能量的消耗，磁化一周消耗的功率就等于磁化曲线包围的面积。为降低功耗，我们在选择磁芯时，总是希望磁滞回线越瘦越好。这样才更近似于一条过坐标零点的直线。当用公式 HB1时，才更接近实际情况。由于 HB1是个近似的公式，而磁芯的 max又是随温度的上升而降低，因而在设计变压器时B 值一定要留有余量。(DCM 方式通常不应超过其标称max值的 2/3，注意这个值对应产品可能工作的最高温度 )，如果该值余量不大，电源过流保护的流限延迟，也必须考虑。通常情况，一个设计正确的电源，满负载情况下，在全电压输入范围内开环工作，变压器的磁芯是不会饱和的。对于变压器而言，如果所有的次级绕组都不
24、相连，则初级绕组就相当于一个电感，流过初级绕组的所有电流，都是磁化电流。在直流状态，变压器相当于短路元件，不能传递能量，当磁化电流很大时，变压器将饱和，此时，传递能量的效率急剧下降.在实际的工程测量中，测量某个绕组的漏感，一般把其他绕组全部短路进行测量。次级绕组开路时的初级电流即为励磁电流。相应次级开路时的初级电感则可近似认为是励磁电感。对于一个固定的变压器，励磁电流主要决定于施加在初级绕组上的电压，而励磁电感是一个真实的电感，理想变压器仅仅是一个传递能的黑盒子。对于正激变压器和类似正激变压器工作的变换器，必须要有磁复位，励磁电感通过复位电路，实现伏秒平衡。反激电源不须要磁复位，因为，反激变换
25、器工作的过程，本身就是一个磁复位的过程。常见的复位电路有 LC 谐振复位，RC 或 RCD 复位，有源钳位，单绕组复位。3.1.2 气隙的控制对反激变压器，本质是个电感。其全部电流都为励磁电流，由电感的储能公式： 21LIW知，要增大其储能，表面看来可采用两种方式：第一，增大电感量(即增加匝数) 。这样变压器的体积会大大增加，还有一个问题是，由于磁芯的 maxB不变，则最16大工作电流必然减小，所以采用增大电感量来增加储能是不明智的。第二，就是增加工作电流。电流对磁芯储能的要求成平方倍增长，最终导致磁芯总储能的增加。虽然开气隙后的磁导率小于未开气隙时的磁导率，但到达磁芯磁化饱和的磁场强度(与电
26、流成正比) 却大大增加了。有利于储存更多的能量。加气隙后磁阻的增大，必然增加漏磁，尤其是在气隙的周围.如果要减小漏感则线圈可直接绕在气隙上，但在气隙周围的线圈将处在很强的变化磁场中，会在导线中产生局部涡流，长时间后会把漆包线烧变色。对于气隙分散的铁粉心，减小漏感的最佳方式是分散的均匀的绕满整个磁芯。以下是关于变压器气隙的计算表达式。首先根据磁路欧姆定律： mRNI（3-1）N 为线圈匝数， m为磁阻，NI 为磁位势(类似电动势)， 为磁通量。由安培环路定律有： IHdl，代入式（3-1）得： emSBRN(3-2)eHI0(3-3)Bee(3-4)emSRL0(3-5)可得磁阻的表达式： em
27、S0(3-6)由开气隙的磁路知，总磁阻等于材料磁阻与气隙磁阻的和，即：总磁阻=材料的磁阻+ 气隙的磁阻。由于材料的磁导率远大于气隙的磁导率。所以材料的磁阻远小于气隙的磁阻，故而忽略材料的磁阻。 egmSLR0(3-7)17由电感的储能公式： ePNIBSL21(3-8)由安培环路定律： eeLI0(3-9)导出 gL： epgSBI20(3-10)0真空磁导率I 为初级峰值电流B 为额定工作中的磁感应强度值eS为 A有效截面积3.1.3 漏感的控制图 3-2 实际变压器中磁链的分布图 3-2 为一个双绕组的变压器， pN为初级， S为次级。 m为初级偶合到次级的磁通量，而 1I和 2则为没有彼
28、此偶合的磁通量，即为漏感。由于初级漏感的存在，将延迟一段时间后，再向次级传递能量。实际使用中，变压器有两种绕法：顺序绕法和夹层绕法。这两种绕法对 EMI 和漏感有不同的影响。顺序绕法一般漏感为电感量的 5%左右，但由于初，次级只有一个接触面，耦合电容较小，所以 EMI 比较好。夹层绕法一般漏感为电感量的 1%-3%左右，绕组顺序：夹层绕法一般是先初级，后次级的 1/2-1/3。变压器形状：长宽比越大的变压器漏感越小。但由于初，次级只有两个接触面，18耦合电容较大，所以 EMI 比较难过。一般 3040W 以下，功率不大，漏感能量还可以接受，所以用顺序绕法比较多，40W 以上，漏感的能量较大，一
29、般只能用夹层绕法。3.1.4 反激式电源的控制过程分析在反激电源中，初级电流和次级电流实际是没有突变的，理论上，初级绕组的电流和次级绕组的电流经过磁偶合顺利过度，各绕组自身的电流是可以突变的，但实际是没有突变的。详细的工作过程如下：MOS 关断后，初级电流给 MOS 输出电容和变压器杂散电容充电( 实际杂散电容放电，为简单，统一说充电)，然后开关管的 DS 端电压谐振上升，由于电流很大，谐振电路 Q 值很小，所以基本上是线形上升，当 DS 端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后，本应该次级就导通，但由于次极漏感的影响，电压还会上升一些来克服次级漏感的影响，这样反映到初级的电压也略
30、高于正常反射电压，在这样条件下，次级电流开始上升，初级电流开始下降，但不要忘记初级的漏感，它由于不能偶合，所以它的能量要释放，这时是漏感和 MOS 输出电容，变压器杂散电容谐振，电压冲高，形成几个震荡，能量在钳位电路消耗掉，注意，漏感的电流始终是和初级电流串联的，所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程，而漏感电流的下降过程是由钳位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的，此差越大，下降越快，转换过程越快，明显效率会提高，转换的过程是电压电流叠加的过程。用RC 做吸收时，由于稳态时 C 上的电压和反射电压差别不是太大，所以转换过程慢，效率低，用 TVS 做吸收时，其允许电压和反射电压差很多，
31、所以转换快，效率高，当然RC 也比 TVS 耗电，但价格便宜 16。当电源采用 RCD 作为吸收回路时，在次级电流建立的过程中，加在电容的直流电压不是 )(doVn，会比这个电压高。RCD 吸收回路吸收的能量，是由两部分组成，一部分是漏感的能量，还有一部分是初级电感储能。RC 时间常数如果是开关周期的 1/10到 1/5，那损耗就会很大，在反激过程中，将会大量的吸收次级的能量，造成电源效率的降低。3.1.5 吸收控制电路的设计开关管和输出整流管的震铃是每个电源都会遇到的。过度的振铃引起的过压可能使器件损坏，引起高频 EMI 问题，或者环路不稳，解决的办法通常是加一个 RC 吸收电19路。首先在
32、不加吸收电路轻载下用示波器测量振铃的频率，注意用低电容的探头，因为探头的电容会引起振铃频率的改变，使设计结果不准。其次，在测量震铃频率时尽可能在工作的最高电压下，因为振铃零的频率会随电压升高而变化，这主要是 MOS 或二极管的输出电容会随电压而变化。振铃产生的原因是等效 RLC 电路的振荡，对于一个低损的电路，这种振荡可能持续几个周期.要阻尼此振荡，要先知道此振荡的一个参数，对 MOS，漏感是引起振荡的主要电感，此值可以测出，对二极管，电容是主要因素，可以由手册查出。计算其阻抗：知道 L，则 )214.3(cfZ；知道 C； )214.3(cfZ。先试选 R=Z，通常足可以控制振铃。但损耗可能
33、很高，这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算 C 值： ).(Rf。增加 C 值损耗就增加，阻尼作用加强。减小 C值损耗就减少，阻尼作用减弱。电阻的损耗 SFVP2。实际中，依此计算的值为基础，根据实验做一些调整。3.1.6 变压器的 EMI 控制在小功率电源变压器中，一般有两种屏蔽层，铜箔和绕组。铜箔的原理是切断了初次级间杂散电容的路径，让其都对地形成电容，其屏蔽效果非常好，但工艺，成本都上升。绕组屏蔽有两种原理都在起作用：切断电容路径和电场平衡。所以绕组的匝数，绕向和位置对 EMI 的结果都有很大影响。总之有一点：屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反。屏蔽
34、绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响。EMI屏蔽，可以接原边的地线，也可以接原边的高压端，EMI 几乎没有分别，因为有高压电容存在，上下对共模信号(一般大于 1M 后以共模干扰为主 )来说是等电位的。变压器的外部屏蔽可以不接，也可以接初级地线，其对 EMI 的影响看绕组内部的情况，但注意安规的问题，接初级地线，磁芯就是初级，即磁芯是在一次侧，应注意与二次侧之间的安规距离.。屏蔽绕组对变压器的工作有影响屏蔽绕组为了起到很好的作用，一般紧靠初级，这样它跟初级绕组之间形成一个电容，屏蔽绕组一般接初级地线或高压端，这个电容就相当于接在 MOS 的 D-S 端，很明显造成很大的开通损耗。影响了待机功耗
35、，。当然，加屏蔽也会使漏感增大。法拉第屏蔽一般采用薄铜片，而且不可形成回路，原边屏蔽要同原边连接或者加一20个隔直电容接到原边地，副边屏蔽要同副边连接，而且连接的方式，最好从铜片中点引出，以消除电感祸合。对于安全，屏蔽要接地，屏蔽接地的额定电流值要至少比电源保险丝电流的值大，对于磁芯加气隙，而采用外部屏蔽，屏蔽的宽度是很有讲究的，原理很明显，如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或一样大，则发生短路时可能安全屏蔽的保险丝先断，起不到安全屏蔽的作用。至于外部屏蔽，首先要满足安规的要求，在此前提下，当然宽一些会好一点，但增加了成本，只要把两半磁芯的结合面包住就好了，实际使用中常常让屏蔽铜带直
36、接接触磁芯。3. 2 主功率管作为控制用的主功率管通常是采用 MOSFET，其四周的元件均为其寄生元件，会严重影响 MOS 作为开关的性能。作为一个开关元件，主要考虑的是开和关的时间要足够短，以便使其工作于最小电阻和最大电阻之间，以减小功率消耗。实际的开关时间一般为 10-100ns，而电源的开关周期为 20-200us。开关时间也主要决定于其寄生电容的充放电时间。CGD，CDS 均是漏级电压的函数，是非线性的。另一个重要的寄生参数是栅极电阻，直接影响开关的开通时间，而这个参数一般的规格书都没有提供。栅极的驱动电压域值一般在规格书中提供的是 25的值，实际上栅极的域值电压是以-7mV/的负温度
37、系数在变化。还有两个重要的寄生参量是源级电感和漏级电感，其值的大小主要依耐于 MOS 管的封装形式，在规格书中，都给出了典型值。MOS 管开通时的工作状态。3.3 主控制芯片开关电源的核心部分，主要由精密电压比较芯片、PWM 芯片、开关管、驱动变压器、主开关变压器组成。精密电压比较芯片将直流输出部分的反馈电压与基准电压进行比较，PWM 芯片根据比较结果通过驱动变压器调整开关管的占空比，进而控制主开关变压器输出给直流部分的能量，实现稳压输出。PWM 从反馈控制方式可以分为电流型和电压型。常用的 UC3842 为电流型控制方式，其内部框图如图 3-321图 3-3 UC3842 内部框图UC384
38、2A 是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，是目前使用最频繁、最典型的 PWM 控制芯片。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOSFET 的理想器件。其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周(CYCLE BY CYCLE)电流限制、可编程输出死区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供 8 脚双列直插塑料封装和 14 脚塑料表面贴装封装(SO-1 4)。SO-1 4 封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。 U C3842A 有16 伏(通 )和
39、10 伏(断)低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UCX843A 是专为低压应用设计的，低压锁定门限为 8. 5V(通)和 7. 6V(断) 。具有如下特点：1. 微调的振荡器放电电流，可精确控制占空比2. 电流模式工作到 500 千赫3. 锁存脉宽调制，可逐周限流4. 内部微调的参考电压，带欠压锁定5. 大电流图腾柱输出6. 欠压锁定，带滞后7. 低启动和工作电流3.3.1 各个控制模块的功能描述振荡器：频率由定时元件 RT 和 CT 选择值决定。电容 CT 由 0.5v 的参考电压通过22电阻 RT 充电充至约 2. 8V，再由一个内部的电流宿放电至 1. 2v，在 CT 放电期间振荡器产
40、生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电平，这导致输出为低状态从而产生了一个数量可控的输出静区时间，注意尽管许多的 R 和 c 值都可以产生相同的振荡器频率但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。在很多噪声敏感应用中.可以将变换器频率锁定至外部系统时钟上，具体时钟信号的控制，可参见规格书。误差放大器:提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器，此放大器具有 90dB 的典型直流电压增益和具有 57 度相位余量的 10MHz 的增益为 1 带宽，同相输入在内部偏置于 2.5v 而不经管脚引出，典型情况下变换器输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视，最大输入偏
41、置电流为-2uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积，误差放大器输出(管脚 1)用于外部回路补偿，输出电压因两个二极管压降而失调约 1.4v，并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分。这将在管脚 1 处于其最低状态时，保证在输出(管脚 6)不出现驱动脉冲，这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或电路软启动过程的开始。电流取样比较器和脉宽调制锁存器:UC3842A，UC3843A 作为电流模式控制器工作，当输出开关导通由振荡器起始当峰值电感电流到达误差放大器输出补偿(管脚 1)建立的门限电平时中止，这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流，所用的电流取样比
42、较器一脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内.仅有一个单脉冲出现在输出端，电感电流通过插入一个与输出开关的源极串联的以地为参考的取样电阻 RS 转换成电压，此电压由电流取样端输入(管脚 3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下峰值电感电流由管脚 1 上的电压控制，其中： SpinkRVI34.(3-11)当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现，在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部钳位至 1V。当设计一个大功率开关稳压器时为了保持 RS 的功耗在一个合理的水平上可以降低内部箱位电压。但是， )(MAXpkI钳位电压降低过多将导致由于噪声拾取
43、而产生的误操作，23通常在电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲。当输出负载较轻时。它可能会引起电源不稳定，这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。在电流取样输入端增加一个 RC 滤波器。使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间。通常将消除不稳定性。输出：3842 的 PWM 器件有一个单图腾柱输出级是专门设计用来直接驱动功率MOSFET 的。在 1nF 负载下时，它能提供高达 1A 的峰值驱动电流和典型值为 50ns 的上升、下降时间。SO-14 表面贴装封装为 VC(供电电压) 和电源地提供了分离的管脚.。恰当地应用可以显著地减小加到控制电路的开关瞬态噪声，电源和控制地
44、要恰当连接。3.3.2 外围控制电路设计的注意事项表 3-1 UC3842 各管脚功能说明管脚（8 脚封装） 功能 说明1 补偿 误差放大器输出，用于环路补偿2 电压反馈 误差放大器的反向输入.输出电压取样3 电流取样 一个正比于电感电流的电压输入到此脚，PWM 和内部的误差信号比较来控制输出4 RT/CT 振荡电容和电阻接到此脚5 地 是整个 PWM 的公共地6 输出 图腾柱输出，可直接驱动外部 MOS7 VCC IC 的正电源8 VREF IC 内部的 SV 参考电压，精度 1%，可输出 20 毫安电流必须使用高频电路布局技术防止脉宽抖动。通常加在电流取样或电压反馈输入上，都有过量的噪声。
45、噪声抑制可通过降低在这些点的电路阻抗来增强。印制电路板布局应包括仅有小电流信号的接地面而大电流开关和输出地线通过分离路径返回输入滤波电容器。根据电路布局，一般需要瓷介旁路电容(0.luF)直接连接至 Vcc 和 Vref。这提供了滤除高频噪声的低阻抗路径。所有的大电流回路应当尽可能短，可以使用粗铜箔以降低辐射电磁干扰。误差放大器补偿电路和变换器输出分压器应当离集成电路近一些，并尽可能远离功率开关和其它产生噪声的元件。电流模式变换器工作在占空比大于 50%和连续电感电流条件下，会产生次谐波振荡，此时必须加斜率补偿电路，以使整个电源能稳定工作。243.4 控制信号的生成和传递3.4.1 隔离情况下
46、信号的传输随着电子元器件的迅速发展，光电耦合器的线性度越来越高，光电耦合器是目前开关电源中用得最多的隔离抗干扰器件。光耦合器(optical coupler，缩写为 OC)亦称光电隔离器或光电耦合器，简称光耦。它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常把发光器(红外线发光二极管 LED)与受光器(光敏半导体管)封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了“电光电”转换。以光为媒介把输入端信号祸合到输出端的光电耦合器，由于它具有体积小、寿命长、无触点，抗干扰能力强，输出和输入之间绝缘，单向传输信号等优点，在数字电路上获得广泛的应用。通常
47、的光电耦合器由于它的非线性，因此在模拟电路中的应用只限于对较高频率的小信号的隔离传送。普通光耦合器只能传输数字(开关)信号，不适合传输模拟信号。近年来问世的线性光耦合器能够传输连续变化的模拟电压或模拟电流信号，使其应用领域大为拓宽。光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端之间实现了完全电气隔离，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高。光电耦合器的隔离电阻很大(约 1012 欧)，隔离电容很小(约几个 pF)。线性方式工作的光电耦合器是在光电耦合器的输入端加控制电压，在输出端会成比例地产生一个用于进一步控制下一级的电路的电压.线性光电耦合器由发光二极管和光敏三极管组成，当发光二极管接通而发
48、光，光敏三级管导通，光电耦合器是电流驱动型，需要足够大的电流才能使发光二极管导通，如果输入信号太小，发光二极管不会导通，其输出信号将失真。在开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到精密稳压目的。光耦合器的技术参数主要有发光二极管正向压降 VF、正向电流 IF、电流传输比CTR、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极 发射极反向击穿电压 V(BR)CEO，集电极发射极饱和压降 VCE(sat)。此外，在传输数字信号时还需考虑上升时间、下降时间、延迟时间和存储时间等参数。电流传输比通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流 IC
49、与直流输入电流 IF 的百分比。采用一只光敏三极管的光耦合器， CTR 的范围大多为 20%-300%(如 4N35)，达林顿型光耦合器(如 4N30)可达 100%-5000%。这表明25欲获得同样的输出电流，后者只需较小的输入电流。因此，CTR 参数与晶体管的 HFE有某种相似之处。普通光耦合器的 CTR-IF 特性曲线呈非线性，在 IF 较小时的非线性失真尤为严重，因此它不适合传输模拟信号。线性光耦合器的 CTR-IF 特性曲线具有良好的线性度，特别是在传输小信号时，其交流电流传输比 IFCTR很接近于直流电流传输比 CTR 值。因此，它适合传输模拟电压或电流信号，能使输出与输入之间呈线性关系。使用光电耦合器主要是为了提供输入电路和输出电路间的隔离，在设计电路时，必须遵循下列原则：所选用的光电耦合器件必须符合国内和国际的有关隔离击穿电压的标准：在开关电源的隔离中，以及设计光耦反馈式开关电源时必须正确选择
