第六章 控制系统校正.doc

1、182六六六 控制系统的综合与校正单变量线性系统的综合方法很多，但基本上可归纳为两大类，即根轨迹综合法和频率响应综合法。本章介绍应用这两类方法进行综合、校正的基本思路和具体方法，以及综合校正的一般过程。前面几章讨论的几种控制系统的分析方法，是在系统结构和参数已知的前提下，分析系统的静、动态性能及其与参数之间的关系，一般称这个过程为系统分析。本章则是讨论系统分析的逆问题，即控制系统的设计问题。它是根据对系统的要求，选择合适的控制方案与系统结构，计算参数和选择元器件，通过仿真和实验研究，建立起能满足要求的实用系统。这样一项复杂的工作，既要考虑技术要求，又要考虑经济性、可靠性、安装工艺、使用维修等多

2、方面要求。这里只限于讨论其中的技术部分，即从控制观点出发，用数学方法寻找一个能满足技术要求的控制系统。通常把这项工作称为系统的综合。控制系统可划分为广义对象(或受控系统) 和控制器两大部分。广义对象 (包括受控对象、执行机构、阀门，以及检测装置等)是系统的基本部分，它们在设计过程中往往是已知不变的，通常称为系统的“原有部分”或“固有部分” 、 “不可变部分” 。一般来说，仅由这部分构成系统，系统的性能较差；难以满足对系统提出的技术要求，甚至是不稳定的，必须引入附加装置进行校正，这样的附加装置叫做校正装置或补偿装置。控制器的核心组成部分是校正装置，因此综合的主要任务就在于设计控制器。可以说，综合

3、的中心是校正。综合的具体任务是选择校正方式，确定系统结构和校正装置的类型以及计算参数等，这些工作的出发点和归宿点都是满足对系统技术性能的要求，这些要求在单变量系统中往往都是以性能指标的形式给出。 一、 性能指标 工程上，对单变量系统常用性能指标来衡量控制系统的优劣。在设计控制系统时，对不同的控制系统提出不同的性能指标，或对同一控制系统提出不同形式的性能指标。控制系统的经典设计方法习惯于在频域里进行，因此常用频率域性能指标。然而时域指标具有直观，便于量测等优点。因而在许多场合下采用时域性能指标。性能指标的提法虽然很多，但大体上可归纳为三大类，即稳态指标，时域动态指标和频域动态指标，这些内容在第三

4、章和第五章里已作过介绍，下面只作简单的归纳。1 稳态指标 稳态指标是衡量系统稳态精度的指标。控制系统稳态精度的表征稳态误差 ，一se般用以下三种误差系数来表示：(1) 稳态位置误差系数 ，表示系统跟踪单位阶跃输入时系统稳态误差的大小。PK(2) 稳态速度误差系数 ，表示系统跟踪单位速度输入时系统稳态误差的大小。V(3) 稳态加速度误差系数 ，表示系统跟踪单位加速度输入时系统稳态误差的大小。a2 时域动态指标时域动态指标通常为上升时间 、峰值时间 、调节时间 、超调量 等。rtPtst%P3 频域动态指标频域动态指标分开环频域指标和闭环频域指标两种。开环频域指标指相位裕量 ，幅183值 裕量 和

5、剪切频率 等。闭环频域指标指谐振峰值 ，谐振频率 和频带宽度gKcrMr等。b二、系统的校正根据控制的任务确定系统的固有部分，并组成控制系统。系统固有部分各元部件中，只有放大器的放大系数可以调整。在大多数情况下，仅调整系统的放大系数不能使系统满足给定的性能指标要求。增大系统的放大系数，在某些情况下可以改善系统的稳态性能，但是系统的动态性能将变坏，甚至有可能不稳定。对于稳态性能和动态性能都有一定要求的大部分控制系统来说，必须引入其他装置，以改变系统结构，才有可能使系统全面地满足性能指标的要求。为使系统满足性能指标而引入的附加装置，称为校正装置，其传递函数用 表示。校正装置 与系统固有部分的联接方

6、式，称为系统的校正方案。在)(sGc )(sGc控制系统中，校正方案基本上分为 3 种。校正装置与原系统在前向通道串联联接，称为串联校正，如图 61 所示。由原系统的某一元件引出反馈信号构成局部负反馈回路，校正装置设置在这一局部反馈通道上，如图 62 所示，则称为反馈校正。如第一章和第三章所述对干扰和输入进行补偿的复合控制，称为前馈校正。图 61 串联校正 图 62 反馈校正本章主要针对单输入单输出线性定常系统的串联校正、反馈校正和前馈校正，分别讨论超前校正装置、滞后校正装置和滞后一超前校正装置的设计问题，确定合适的校正装置传递函数，以改善系统的根轨迹或频率特性，使系统达到所要求的性能指标。第

7、一节 PID 控制作用设计控制系统的校正装置，从另一角度来说就是设计控制器。对于按负反馈原理构成的自动控制系统，给定信号与反馈信号比较所得到的误差信号，是最基本的信号。为了提高系统的控制性能，让误差信号先通过一个控制器进行某种运算，以便得到需要的控制规律。在过程控制系统中常采用的控制器，目前大多数为 PID 控制规律。一、 P 控制(比例控制) 具有比例规律的控制器称为比例控制器(或称 P 控制器)，如图 63 所示。184图 63 P 控制器其中(61)pcKsEMG)(校正环节 称为比例控制器，其传递函数为常数 ，它实际上是一个具有可调)(sc P放大系数的放大器，在控制系统中引入比例控制

8、器，增大比例系数 ，可减小稳态误差，K提高系统的快速性，但使系统稳定性下降，因此，工程设计中一般很少单独使用比例控制器。二、 PD 控制(比例十微分) 具有比例加微分控制规律的控制器称为比例加微分控制器(或称 PD 控制器) ，如图 64 所示。图 64 PD 控制器其中(62)pdc KSTsEMG)1()(校正环节 称为比例加微分控制器(或 PD 控制器)。该控制器的输出时间函数)sc既成比例地反映输入信号 又成比例地反应输入信号 的导数( 变化率)，即)(tm)(tete(63)dtTtKtp)( dtTKtepp)(设 PD 控制器的输入信号 为正弦函数)(e)(sint etm式中

9、为振幅， 为角频率。PD 控制器的输出信号 为me()cossin()()()( tTetKdteTtKt dmpp (64)tai)(112dmp 185式(64)表明，PD 控制器的输入信号为正弦函数时，其输出仍为同频率的正弦函数，只是幅值改变 倍，并且随 的改变而改变。相位超前于输入正弦函数，超2)(1dPTK前的相位角为 ，随 、 的改变而改变，最大超前相位角( 当 )为 。tan 09由于 PD 控制器具有使输出信号相位超前于输入信号相位的特性，因此又称为超前校正装置或微分校正装置。工程实践中可应用这个特性来改善系统的动态性能。三、PI 控制(比例十积分) 具有比例加积分控制规律的控

10、制器，称为比例积分控制器（或称 PI 控制器） ，如图65 所示。图 65 PI 控制器其中(65)1()sTKsGipc控制器输出的时间函数(66)toipdetm)()()(讨论方便，令比例系数 1 则式(65) 变为PK(67) sTsEMGiic 1)()( 由式(67) 看出，PI 控制器不仅引进了一个积分环节，同时还引进了一个开环零点。引进积分环节提高了系统的型别，改善了系统的稳态性能，但是又使系统稳定性下降。由于开环零点能改善系统的稳定性，PI 控制器传递函数 中的零点正好弥补了积分环节)(sGc的缺点。综上所述，PI 控制不仅改善了系统的稳定性能。而且对系统的动态性能影响很小。

11、四、 PID 控制(比例十积分十微分) 比例加积分加微分规律(或称 PID 控制规律)是一种由比例、积分、微分基本控制规律组合的复合控制规律。这种组合具有三个单独的控制规律各自的优点。具有比例加积分加微分控制规律的控制器称比例积分微分控制器，如图 66 所示。186图 66 PID 控制器PID 控制器的传递函数 )1()(sTKsEMGidpc （6 一 8）sTipiii )1(212当 1 时, 、 。idT4)4(21idi)4(2idiTT从式(68) 看出，控制系统串入比例加积分加微分控制器后，由于引入了一个位于坐标原点的极点，可使系统无差度增加，同时，由于引入了两个负实数零点，与

12、 PI 控制器相比较，除保持了提高系统稳定性能的优点外，在提高系统动态性能方面具有更大的优越性，因此，这种控制器在控制系统中得到广泛应用。第二节 基于频率法的串联校正设计本节主要介绍串联校正特性，基于频率特性法确定串联校正参数的步骤。校正装置是以有源或无源网络来实现某种控制规律的装置，为简明起见，在讨论各种校正装置时，主要讨论无源校正装置。一、 串联超前校正1、 超前校正装置的特性图 67 是一个无源超前校正装置的电路图。图 67 无源超前网络设输入信号源内阻为零，输出端负载阻抗无穷大，其传递函数为(69)1()(212sTsUGc187式中 (610)121R(611)CT212由式(69)

13、 看出，串入无源超前校正装置后，系统开环增益要下降 倍，假设这个下降由提高系统放大器增益加以补偿，这样无源超前校正装置的传递函数(612)sTsGc21)(根据式(612)作出无源超前校正装置的对数特性，如图 68 所示。由特性图看出，在频率 为 至 之间对输入信号有明显的微分作用，既为 PD 控制。在上述频率21T范围内，输出信号相角超前于输入信号相角，在 处为最大超前相角 。下面证明mm正好位于 和 的几何中心。m2图 68 无源超前网络的对数幅、相特性由式(612)可将其传递函数看成由两个典型环节构成，其相角计算如下 2121tanta)(Tc 由两角和公式得(613)21)(tn)(T

14、c对上式求导并令其等于零，得最大超前角频率(614)2m188而 和 的几何中心为 21T 221lg)l1(lg2l TT即 2正是式(614)的 。将式(614) 代入式(613)得最大超前角m21tan1)(tan21 Tm应用三角公式改写为或 (615)1sinmmsin上式表明， 仅与 值有关。 值选得越大，则超前校正装置的微分效应越强。为了保持较高的信噪比，实际选用的 值一般不大于 20。通过计算，可以求出 处的对数m值 (616)lg10)(lg20)(jGLcmc2、串联超前校正方法如果系统设计时要求满足的性能指标属频域特征量，则一般采用频率特性法进行校正。应用超前网络进行串联

15、校正的基本原理，是利用超前网络的相角超前特性。即安排串联超前校正网络最大超前角出现的频率等于要求的系统剪切频率 。充分利用超前网络相角c超前的特点，其目的是保证系统的快速性。显然， 的条件是原系统在 处的对mc数幅值 与超前网络在 处的对数幅值之和为零，即 ，)(cLm lg10)()( mcL正确的选择好转角频率 和 ，串入超前网络后，就能使被校正系统的剪切频率和21T相角裕度满足性能指标要求，从而改善闭环系统的动态性能。闭环系统的稳态性能要求，可通过合理选择已校正系统的开环增益来保证。用频率特性法设计超前网络的步骤如下：(1)根据性能指标对稳态误差系数的要求，确定开环放大系数 K。(2)利

16、用求得的 K，绘制原系统的伯德图，主要是对数幅频特性图。(3)在伯德图上测取原系统的相位裕量和增益裕量，或在对数幅频特性图上测取剪切频率 ，通过计算求出原系统的相位裕量 。再确定使相位裕量达到希望值 所需要增加c 189的相位超前相角 。即： （裕度）m)15(0(4)利用下式计算超前校正装置的参数 msin1(5)将对应最大超前相位角 的频率 作为校正后新的对数幅频特性的剪切频率 ，mc即令 ，利用作图法可以求出 ，因为校正装置在 时的幅值为 。cm mlg10所以可知在未校正系统的 L( )曲线上的剪切频率 的右侧距横轴 处即为新的剪cl切频率 的对应点。可以作一离横轴为 的平行线，从此线

17、与原 L( )线的交点作c lg10垂直线至横轴，即可求得 (详见例 61)。m(6)求出超前校正装置的另一个参数 2Tm1(7)画出校正后系统的伯德图，检验已校正系统的相角裕度 性能指标是否满足设计要求。验算时，已知 计算出校正后系统在 处相角裕度 。cc)(c180)( 当验算结果 不满足指标要求时，需另选 值，并重复以上计算步骤，直到满足指m标为止。重选 值，一般是使 的值增大。mcm例 61 设有一单位反馈控制系统，其开环传递函数为 )2(4)skGk要求稳态速度误差系数 20(1s) ，相位裕量不小于 50。 ，增益裕量不小于 10(dB)，VK试设计一超前校正装置，满足要求的性能指

18、标。解 在设计时，应先根据要求的 值求出应调整的放大系数 KV故可求得 k10。 20)(4lim)(li00 kssGksV190然后画出末校正系统的伯德图，如图 69 的虚线所示。由图 69 可以看出，如不加校正装置，末校正系统的相位裕量为 ，增益裕量为 (dB)，这说明相位裕量未满足017要求，虽然幅值裕量已满足要求。仍需进行校正装置的设计。上述末校正系统的相位裕量 也可由对数幅频特性图中的 通过计算求出： 3.6c0107.2918tg根据题意，至少要求超前相角为 。考虑到串联超前校正装置后幅频特0375性的剪切频率 要向右移，将使原有的 还要减小，因此还需增加约 的超前相角，c0 0

19、5故共需增加超前相角 。 则083m17.4sin1m再用作图法求 ，因为 (dB)，所以在未校正的对数m2.6.lg0l幅频特性曲线 上找出与6.2(dB) 平行线的交点，再作垂直线与 轴相交。就可)(L 求出 (rads)(见图 69 的 )。再计算9cmc2T054.17.12 mT故可得超前校正装置的传递函数为 )054.12(.)1()2ssTsGc 为了补偿超前校正造成的衰减作用(024 倍) ，要串联一个放大器，其放大倍数为=417 。这样，最后由放大器和超前校正装置组成的校正装置的传递函数为24.01ssc054.12)(校正后总的传递函数为 sGck .)2()(因 ，通过计

20、算可校验9c 011010 594.0995.8 tgttg191图 69 的实线为校正后系统的伯德图，点划线是校正装置的伯德图。从图 69 可以看出，校正后系统的剪切频率 从 63(rad s)增加到 9(rads)，即增加了系统的带宽和c反应速度。校正后相位裕量增加到 ，故校正后的系统满足了希望的性能指标。05图 69 超前校正装置校正前后系统的伯德图应当指出，有些情况采用串联超前校正是无效的。串联超前校正受以下两个因素的限 制。(1) 闭环带宽要求。若原系统不稳定，为了获得要求的相角裕度，超前网络应具有很大的相角超前量，这样，超前网络的 值必须选得很大，从而造成已校正系统带宽过大，使通过

21、系统的高频噪声电平很高，很可能使系统失控。(2) 如果原系统在剪切频率附近相角迅速减小，一般不宜采用串联超前校正。因为随着剪切频率向 轴右方移动，原系统相角将迅速下降，尽管串联超前网络提供超前角，而校正后系统相角裕度的改善不大，很难产生足够的相角裕量。在上述情况下，可采取其他方法对系统进行校正。二、串联滞后校正1、滞后校正装置的特性控制系统具有满意的动态特性，但其稳态性能不能满足要求时，可采用串联滞后校正。图 610 是无源滞后校正网络的电路图，设输入信号内阻为零，负载阻抗为无穷大，可推出滞后网络的传递函数（6-17）sTsGc1)(6-18)21R192(619)CRT)(21图 610 无

22、源滞后网络根据式(617)作出的滞后网络对数频率特性如图 6-11 所示。由特性可见，滞后网络在频率 至 之间呈积分效应，即为 PI 控制，而对数相频呈滞后特性。与超前网络特1T1性相似，滞后网络特性产生一个最大滞后角 ，出现在 与 的几何中心 处。m1T1m可以算出（6-20）1（6-21）sinm从图 611 看出，滞后网络对低频有用信号不产生衰减，而对于高频噪声信号有削弱作用。图 611 无源滞后网络对数频率特性2、 串联滞后校正方法 采用滞后网络进行校正，主要是利用其高频幅值衰减特性。应力求避免最大滞后角发生在已校正系统开环剪切频率 附近，否则将使系统动态性能恶化。因此选择滞后网络参c

23、数时，总是使网络的第二个转角频率 远小于 一般取 1Tc(622)05“1193应用频率法设计滞后校正装置，其步骤如下： (1) 根据性能指标对误差系数的要求，确定系统的开环增益 K； (2) 作出原系统的伯德图，求出原系统的相角和增益裕量； (3) 如原系统的相角和增益裕量不满足要求，找一新的剪切频率 ，在 处开环传cc递函数的相角应等于-180 加上要求的相角裕量后再加上 5 12 ，以补偿滞后校正网络的o o相角滞后 。 (4) 确定使幅值曲线在新的剪切频率 处下降到 0db 所需的衰减量c201g ， 再令 20lg -201g , 由此求出校正装置的参数 。 )(ckjG)(ckjG

24、(5) 取滞后校正装置的第二个转折频率 ， 太小将使 很cT)105(12 21T大，这是不允许的。 确定后， 就确定了。21T(6) 作出校正后系统的伯德图，检验是否全部达到性能指标。例 62 设单位反馈系统的开环传递函数 )15.0)(2.()ssKGk要求的性能指标为： 1/s，相角裕量不低于 35 ，增益裕量不低于 10db，试0vKo求串联滞后校正装置的传递函数。解 (1) 根据稳态指标要求求出 K 值。 以 作出系统伯德图，见图 612，求出相角裕量为 ，增益裕量为20Kv 06.3一 12db。系统不稳定，谈不上满足性能指标要求，因此要对原系统进行校正。194图 612 滞后校正

25、装置校正前后系统的对数特性(2) 性能指标要求 ，取 ，为补偿滞后校正装置的相角滞后，相角裕量0350应按 350 十 12047 0 计算，要获得 470 的相角裕量，相角应为一 1800 十 470一 1330。选择使相角为 1330 的频率为校正后系统的开环剪切频率，由图上求得 ，13)6.(即选择 1 16(rads)。c（3）选择 116，即校正后系统伯德图在 处应为 0db。由图 612 可求出 c原系统伯德图在 处为 2473db，因此，滞后校正装置必须产生的幅值衰减为c2473 db，由此可求出校正装置参数 058.)(73.24lgdb由 可求得 。为使滞后校正装置的时间常数

26、 不过分大，取1)05(CT1T1T，求出 7432。这样，滞后校正装置的传递函数1C1132.741)(ssTGc校正后系统的开环传递函数).)(5.0)(2.()( sssskc(4) 作出校正后系统的伯德图，见图 612，检验校正后系统是否满足性能指标要求。由图 612 可求出校正后系统相角裕量为 ，增益裕量 12db，且03gK，说明校正后系统的稳态、动态性能均满足指标的要求。20Kv三、串联滞后超前校正这种校正兼有滞后、超前两种校正的优点。超前部分可以提高系统的相角裕度，增加系统的稳定性，改善系统的动态性能；滞后校正部分可以改善系统的稳态性能。串联滞后一超前校正可以用比例积分微分控制

27、器（PID 控制器）实现，下面介绍用无源网络实现。 1、 滞后一超前校正装置的特性 195图 613 无源滞后一超前网络及其对数渐近幅频特性图 613(a)是无源滞后超前校正网络的电路图，其传递函数为（623）1)()1)(221sTsTGc式中 ，令式(623) 的分母多项式具有两个不等的负实根，1221,CRCR则可将式(623)写成 （624）)(21sTGc将式(624) 分母展开，与式(623) 分母比较有或 （625）21 21（626）2121TT设 ,211)1(（627）1T（628）/2将式（627） 、式（628）代入式（624）得（629）)1)()21sTsGc与超前

28、网络和滞后网络的传递函数比较，式（629）前半部分起滞后作用，后半部分起超前作用，因此图 613 是一个起滞后超前作用的网络，其对数渐近幅频特性如图 613(b)所示。由图看出其形状由参数 、 和 确定。1T22、串联滞后超前校正方法用频率法设计滞后一超前校正网络参数，其步骤如下：(1) 根据对校正后系统稳定性能的要求，确定校正后系统的开环增益 K；(2) 把求出的校正后系统的 K 值作为开环增益，作原系统的对数幅频特性，并求出原系统的剪切频率 、相角裕度 及幅值裕度 ；cg196(3) 以未校正系统斜率从20db/dec 变为40db/dec 的转折频率作为校正网络超前 部分的转折频率 。这

29、种选择不是唯一的，但这种选择可以降低校正后系统的阶次，21Tb并使中频段有较宽的一 20dbdec 斜率频段；(4) 根据对响应速度的要求，计算出校正后系统的剪切频率 ，以校正后系统对数c渐近幅频特性 L( )0(db)为条件，求出衰减因子 ；c1(5) 根据对校正后系统相角裕度的要求，估算校正网络滞后部分的转折频率 ；1Ta(6) 验算性能指标。 例 63 设某单位反馈系统，其开环传递函数)125.0)()(ssKGk要求 20(1s)，相角裕量 ，剪切频率 ，试设计串联滞后一超前校正vK5c装置，使系统满足性能指标要求。 解 根据对 的要求，可求出 K 值 V20)(lim0sGksv以

30、作出原系统的开环对数渐近幅频特性，如图 614 虚线所示。求出原系统的剪20K切频率 447(rads)，相角裕度为 ，说明原系统不稳定。选择c0.1作为校正网络超前部分的转折频率。根据对校正后系统相角裕度及剪切频率12Tb的要求，确定出校正后系统的剪切频率为 2.2(rad/s)，原系统在频率 2.2(rad/s)处的幅值为12.32(db)，串入校正网络后在频率为 22(rads) 处为 0db，则有下式03.1lg0l 成立。算出 。校正网络的另一个转折频率 。.,1.92T )/(1.9.sradb写出滞后一超前校正网络的传递函数 )1.0)(1)(1()2 ssTsGac 197图

31、614 系统校正前后的对数渐近幅频特性校正后系统的开环传递函数 )1.0)()(125.0()( sssGakc 根据性能指标的要求，取校正后系统的相角裕度 即,caccac 1.0tnt125.0tn9tn180 101 = 0110.t2.t.6aa式中 则019.tan01.782.ta得 043(rads)a得到校正网络的传递函数)1.0)(2.1(3)ssGc校正后系统开环传递函数198)1.0)(2.1)(5.0(3)( sssGkc校正后系统的对数渐近幅频特性为图 614 中的实线。经校验，校正后系统 ,相)/1(20sKv角裕度为 剪切频率为 2.2(rads)，达到了对系统提

32、出的稳态、动态指标要求。,21.50四、按期望特性进行串联校正按期望特性进行校正，是工程实践中广泛应用的一种方法。 “期望特性”是指能满足性能指标的控制系统应具有的开环对数渐近幅频特性。这方法的思路是，根据给定的性能指标，考虑原系统(即系统固有部分或不可变部分 )的特性，绘制出系统期望特性，再与原系统特性相比较，得出校正装置的形式及参数。下面介绍控制系统串入校正装置后，使系统开环对数渐近幅频特性成为期望特性的方法。例 64 位置随动系统如图 615 所示，其中 )107.)(9.()ssKSGk要求串入校正装置 ，使系统校正后满足下列性能指标：(1)系统仍为 I 型，稳态速度)(sc误差系数

33、1000( )，(2)调节时间 025（s） ，超调量 30。vK1st %P )(sGkU(s) Y(s) 图 615 位置随动系统解 (1) 作原系统开环对数渐近幅频特性。系统为 I 型，令 1000( )，见vKs1图 616。由图看出，特性以一 40db/dec 斜率通过零分贝线，进一步计算表明，原系统的相角裕量为负值，系统不稳定，不满足动态指标的要求。(2) 根据动态指标要求作期望特性由公式 (当 )%10)(4.160% MrP 8.1rMcskt(当 )2)1(5.)1(5.2rr 8.1r算出 3556(rads)，取校正后系统开环剪切频率 40(rads)。为使校正后c c的

34、系统具有足够的相角裕量( 保证系统能满足动态性能指标要求 )，在剪切频率 附近特性c应是20dbdec 的斜率。且应有一定的宽度，同时又要考虑原系统的特性，即高频段应199与原系统特性尽量有一致的斜率。由于原系统特性是按 10 (1s)绘制的，因此期vK望特性的低频段应与原系统特性重合。这样考虑后，可使校正网络简单且易于实现。根据以上分析作期望特性：(1) 在 40(rads)处作斜率为一 20dbdec 的直线。按 和c 52ca选择 左右的转角频率 和 ，以保证系统具有一定的20dbdec 斜)52(cbcab率的频带宽度。(2) 在 143(rad s) 处，期望特性斜率由一 20dbd

35、ec 转为一 40 07.1bdbdec ；在 200(rads)处，期望特性由一 40dbdec 转为一 60dbdec，高频部分的期望特性以此斜率到底。(3) 选择希望特性使得在 =10(rads)处斜率由一 20dbdec 转为一 404bdec。这a样的变化使期望特性有可能与原系统低频段特性相交，其交点为 04(rads)。(4) 低于交点 04(rad s) 的频段，令期望特性与原系统特性重合。在考虑了性能指标并照顾了原系统特性后作出了期望特性，如图 616 特性 2。对求出的期望特性进行验算。由图上看出，低频段特性 1、2 重合，说明 1000(1s) ，vK满足稳态性能指标的要求

36、。期望特性 40(rad s)，算出相角裕量 ，超调量c059.4285， 0213s，这就说明以期望特性作为校正后系统的开环模型，校正后Pst系统能满足性能指标的要求。如经校验后，作出的期望特性不满足性能指标的要求，应根据具体情况修改期望特性(主要是中频段 )，直到满足性能指标为止；(5) 确定校正装置。由于是采用串联校正，因此在图 616 上用特性 2 减去特性 1 就得到校正装置特性，如图上的特性 3 所示。由特性 3 写出校正装置的传递函数 )105.)(.2(9)ssSGc校正后系统开环对数渐近幅频特性，即期望特性的传递函数为 ).)(7.)(15.()( ssskc200图 616

37、 校正前后系统的开环对数渐近幅频特性第三节 基于根轨迹法的串联校正设计一、串联超前校正将无源超前校正装置的传递函数（6-9）改写为 (630)22211)(TssTsGc 可得无源超前校正装置的零、极点，其零、极点在根平面上的分布如图 617 所示。由于 1，其负实数零点位于负实数极点右侧靠近坐标原点处。二者之间的距离由常数决定。图 617 无源超前网络的零、极点分布图当性能指标以时域特征量给出时，采用根轨迹法进行校正比较方便。根轨迹法校正的201优点是根据根平面上闭环零、极点的分布位置，直接估算系统的动态性能。如果原系统动态性能不能满足要求，则可采取串联超前校正装置进行校正。串联超前校正的基

38、本出发点，是先设置一对能满足性能指标要求的共扼主导极点，称为希望主导极点。由于原系统不满足动态性能要求，希望主导极点自然不会在原系统的根轨迹上。使超前网络的零点落在原系统主导实数极点(坐标原点的极点除外 ) 附近，以构成偶极子，使已校正系统根轨迹形状改变，向左移动，以增大系统的阻尼和带宽，并使希望主导极点落在已校正系统的根轨迹上，从而满足性能指标要求。应用根轨迹法设计串联超前校正装置的步骤，归纳为(1) 作出原系统的根轨迹图。(2) 根据对校正后系统性能指标的要求，确定闭环系统希望主导极点的位置。若闭环系统希望主导极点不在原系统的根轨迹上，则可确定为超前校正形式。(3) 一般情况下，通过调整开

39、环增益无法产生希望的主导极点，必须计算出超前网络应提供多大相角 ，才能使校正后的系统根轨迹通过希望的主导极点。 可以这样来求c c取，设 1s为根据性能指标所确定的希望主导极点之一，未校正系统 m 个开环零点和 n 个开环极点的位置均为已知，可算出末校正系统 m 个零点，n 个极点在 1s点产生的总的相角(631)mj iij p sz s11则串入的超前校正网络应产生的超前相角(632)08c(4) 应用图解法确定能产生相角为 的串联超前网络的零极点位置，即串联超前校c正网络的参数。(5) 验算性能指标。例 65 设系统校正前开环传递函数为 )5(14)(sKsGk要求校正后，调节时间 秒，

40、超调量 20，稳态速度误差系数9.0stP10(1秒)，试确定串联超前校正装置参数。 VK解 (1) 根据对系统性能指标的要求，确定希望的闭环主导极点的位置。由已知的、 ，按二阶系统性能指标与参数的关系求出阻尼系数 及自然频率Pst n(633)%102eP( 取 =2%) (634)nst4202将 、 数值代入以上二式得 Pst(rads)16.0,45.0n 因 ，所以 ，根据对二阶系统的分析和求到的 、 值，在根平cos263n面上过原点作与负实轴夹角为 的射线和在负实轴上作过 的垂0. 5.4线，则两线的交点即可确定希望的闭环主导极点在根平面的位置， 。19.2,1js(2) 求需要

41、补偿的超前角 c根据式(632)， ， 其中 由式(631)求出018002483.7.60624c由于 小于 ，采用简单的串联超前校正便可得到预期的效果。求出 ，便可确c09 c定校正装置参数 和 。ZcP设串联超前校正装置的传递函数(635)cc PszTsG21)(其中 22,1pTzcc校正后，系统的开环传递函数(636)(5)14()( ckc PszskGs希望主导极点 、 是一对共轭复数极点，设串入超前校正装置 后，提供超前12 )(sGc相角 ， 使 、 都在校正后系统的根轨迹上，因此， 应满足幅值条件，即cs 1s)5(141cpzssk或写成 （637）1cPszMk203

42、其中 1203.9160514ssM根据稳态指标，取 (1s) vK而 则 k700 107)5(14lim)(li00 ksssGkv串联超前校正装置的零点、极点 、 与 、 的几何关系如图 618 所示。 向czpc1s量的模已求出 ，与负实轴的夹角 ，校正装置的超前16.1ns012.3os角 01_1_11 68)( ccccc pszspszG由图 618 的 可得ozc(638)cPsz1in由 可得1ospc(639)ccs1sin)(由式(638) 、式(6 39)消去 ，得(640)cccc PsZsZP11si)(将式(637) 代入式(6 40)得 kMcsin)(将上式

43、展开，经演化得(641)cckMotsi1cot将 M、k 及 值代入式(641)，求出 。c06.34在 中，1oszc 82.516.0).25.18sin(isin00 ozc在 中，1pc .4.)68.i(34)i(0cnc204得超前校正装置参数 、2T025.1,96.2ccpTzp串联超前校正装置的传递函数 5.408.)(ssGC串入 后，系统的开环传递函数)(sGc(642)5.408296.)5(14)(sskkc最后还需校验共扼复数点 作为闭环主导极点的准确程度。1.7.2, j若系统为单位反馈系统，可得出系统的闭环传递函数)(1)(sGsUYkc(643) )()(4

44、)5( cczpz已知 为闭环系统一对共轭极点，设另两个闭环极点为 、 ，则1.97.42,1js 3s4式(643)可写成 (644)()()( 4321ssszkc将求到的 、 、 、 、 、k 数值代入式(644) ，求得闭环系统的另外两个极2cp点为 ， 。9.63s7.4s以上计算看出，当串入超前校正装置 ，且使 k700，闭环系统有 4 个极点，即)(sGc为共扼复数极点， ， ，均为负实轴上的闭环1.57.42,1js19.6317.4极点， 可认为被闭环零点 一 582 所补偿， 远离虚轴，不起主要作用，因此3czs、 这对共轭复数极点起主要作用，成为一对主导极点，校正后的系统

45、其动态性能主要1s2由 、 决定，故串入超前校正装置后能满足所要求的性能指标。205图 618 超前校正装置相角 与 ， 的几何关系cpcz二、串联滞后校正如前所述，当原系统已具有比较满意的动态性能，而稳态性能不能满足要求时，可采用 串联滞后校正。串联滞后校正装置可增大系统的开环增益，满足了稳态性能的要求，又不会 使希望的闭环极点附近的根轨迹发生明显的变化，这就使系统动态性能基本不变。在根平面 上十分接近坐标原点的位置设置串联滞后网络的零、极点，并使之非常靠近，则下式(6-45)01Ts成立。表明串入这样的滞后网络后，对希望主导极点的根轨迹增益和相角几乎没有影响。以 I 型系统为例，说明串联滞

46、后校正的作用。设原系统开环传递函数为)1()1()( babak TsKsTsKG式中 为原系统的根轨迹增益。串入滞后校正网络后，系统开环传递函数变baTK*为)1()1()(1)()( *0 TsTsKTsTsKGs babac 式中 ，为校正后系统的根轨迹增益。令 为校正后系统的速度稳态baK*)( v误差系数，则有 0 )(limKsGsKkcv如式(645) 成立，系统校正前后在希望极点之一的 处根迹轨增益不变，则1206vvbavbav KTKT)1( 而 ，当滞后网络零点位置一定，可使极点 靠近坐标原点，使 值较大，CPZ1 cp1从而加大校正后系统的稳态速度误差系数。例如，滞后校正网络的零点 ，选择滞.0cz后校正网络的极点 ，可使 。通常 可在 115 之间选取，以选择01.cpvvK1010 较为适当。由于 十分接近坐标原点。近似地认为在 s0 处增加了一个极点，近1似于增加了一个积分环节，所以这种校正又称为积分校正。 这样确定的串联滞后网络的零、极点，比较校正前后系统的根轨迹，除根平面坐标