1、开关电源中变压器的 Saber 仿真辅助设计一：反激一、 Saber 在变压器辅助设计中的优势：1、由于 Saber 相当适合仿真电源，因此对电源中的变压器营造的工作环境相当真实，变压器不是孤立地被防真，而是与整个电源主电路的联合运行防真。主要功率级指标是相当接近真实的，细节也可以被充分体现。2、Saber 的磁性材料是建立在物理模型基础之上的，能够比较真实的反映材料在复杂电气环境中的表现，从而可以使我们得到诸如气隙的精确开度、抗饱和安全余量、磁损这样一些用平常手段很难获得的宝贵设计参数。3、作为一种高性能通用仿真软件，Saber 并不只是针对个别电路才奏效，实际上，电力电子领域所有电路拓扑中
2、的变压器、电感元件，我们都可以把他们置于真实电路的仿真环境中来求解。从而放弃大部分繁杂的计算工作量，极大地加快设计进程，并获得比手工计算更加合理的设计参数。4、由于变压器是置于真实电路的仿真环境中求解的，所有与变压器有关的电路和器件均能够被联合仿真，对变压器的仿真实际上成了对主电路的仿真，从而不仅能够获得变压器的设计参数，还同时获得整个电路的运行参数以及主要器件的最佳设计参数。附件下载 磁芯手册.XLS二、 Saber 中的变压器我们用得上的 Saber 中的变压器是这些：（实际上是我只会用这些 ）分别是：xfrl 线性变压器模型，26 绕组xfrnl 非线性变压器模型，26 绕组单绕组的就是
3、电感模型： 也分线性和非线性 2 种线性变压器参数设置（以 2 绕组为例）：其中：lp 初级电感量ls 次级电感量np、ns 初级、次级匝数，只是显示用，不是真参数，可以不设置rp、 rs 初级、次级绕组直流电阻值，默认为 0，实际应该是该绕组导线的实测或者计算电阻值，在没有得到准确数据前，建议至少设置一个非 0 值，比如 1p（1 微微欧姆）k 偶合（互感）系数，建议开始设置为 1，需要考虑漏感影响时再设置为低于 1 的值。需要注意的是，k 为 0。99 时，漏感并不等于 lp 或者 ls 的 1/100。漏感究竟是多少，后述。其他设置项我没有用过，不懂的可以保持默认值。非线性变压器参数设置
4、（以 2 绕组为例）：其中：np、ns 初级、次级匝数rp、 rs 初级、次级绕组直流电阻值 area 磁芯截面积，即 Ae，单位平方米，84.8u 即 84.8 微平方米，也就是 84.8 平方毫米。len_fe 磁路长度，单位米，这里的 69.7m 是 EE3528 磁芯的数据len_air 气隙长度，单位米，这里的 1.8m 是最后获得的设计参数之一。matl 磁芯材质，下一讲了其他参数我也不会用，特别是没有找到表达漏感的设置。有了 Saber 中这两类变压器模型，基本上足以应付针对变压器的仿真了。他们的特点是，xfrl 模型速度快，不会饱和，而且有漏感表达，xfrnl 模型真实，最后得
5、出设计数据主要靠它了。应用这两个模型有几个小技巧需要掌握：1、已知 lp、ls 求匝比，或者已知 lp、匝比求 ls2、已知线径、股数、匝数、温度，计算绕组电阻值3、已知磁芯型号，查磁芯手册获得 area、len_fe 参数三、 Saber 中的磁性材料总共在 Saber(2007)中找到 9 种材质的磁心，参数如下：Saber 的磁心采用的是飞利浦的材质系列，但是不知道什么原因除了表中黄色部分的 4 种材质外，查不到其他材质的文档。因此采用了类比法用仿真求出了其他材质的主要参数。类比法用的仿真电路实际上是个电桥，如图： 电路左右对称分流，左边是一线性（理想）电感做参照，右边是需要检测的非线性
6、电感或者变压器。当信号源很小时，比如 1mV，特定已知的材质（比如“3D3”）磁芯电感通过较大阻值的电阻分压后可得到一基准端电压，不同材质可得到一系列相对端电压，并与其初始导磁率成比例关系，从而获得表中系列材质的测试初始导磁率数据。当信号源较大时， 加大电流到适当的程度，被测试电感会出现临界饱和迹象（如图中右窗口波形刚开始变形），类比可得到各系列材质的测试 B 值。这个类比电桥也是以后要用到的线性变压器和非线性变压器的参数转换电路，附后，需要的可以下载。遗憾的是，可选择的材质实在太少，尽管 Saber 有专门针对磁性材料的建模工具，但是工程上常用的 TDK 系列，美芯、美磁等标准磁心都没有开发
7、对应的 Saber 磁芯材质模型，这个重要的工作有待有心人或者厂家跟进（我觉得起码厂家应该花钱完善自己的磁材模型）。所幸的是，我们做开关电源中的变压器使用得最多的锰锌铁氧体功率磁芯 PC40 材质，可以用“3C8”材质完全代替，很多实例反复证明，用“3C8”代替 PC40 材质仿真变压器或者PFC 电感是非常准确的，仿真获得的各种参数误差已经小于 PC40 材料本身参数的离散性（几个百分点）。附 1：几个已知的飞利浦的材质文档 附 2：类比电桥压缩文件四、 辅助设计的一般方法和步骤1、开环联合仿真首先需要搭建在变压器所在拓扑的电路，在最不利设计工况下进行开环仿真。为保证仿真成功，一般先省略次要
8、电路结构，比如控制、保护环路以及输入输出滤波环节，尽量保持简洁的主电路结构。器件可以使用参数模型（_sl 后缀)甚至理想模型。变压器、电感一般先采用线性模型。此阶段仿真主要调整并获得变压器初、次级最合适电感量，或者电感量允许范围。需要反复调整，逐渐加上滤波和物理器件模型，最后获得如下参数：变压器初级最佳电感量 lp变压器次级电感量及大致的匝比变压器初级绕组上的电流波形，主要是峰值电流 Im电路中其他电感的 lp、Im 值。2、变压器仿真将上述仿真获得的（参照）变压器复制到 4 楼所述的类比仿真电桥中的一测，另一侧用一个对应的非线性（目标）变压器。注意：所有变压器各绕组都要接地，一次仿真只能针对
9、一个对应的绕组，且绕组电阻 rx 不能为 0。对称调整电路电流，使参照变压器初级上的峰值电流 = Im，这里波形和频率不重要，可以直接用工频正弦。对目标变压器设置和调整不同的参数，包括：磁芯型号参数、匝数、气隙开度，一般用“3C8”材质。调整目标是使电桥平衡，即类比电桥两边获得同样幅度的不失真波形。调整中有个优化参数的问题，由于 Im 是确定的，在这个偏置电流下，首先是要找到一款最小的磁芯，适当的匝数和气隙开度，能够使其达到参照电感量。换句话说，如果选用再小一号的磁芯则不能达到此目的（要饱和）。其中，匝数和气隙开度有微妙之关系，一般方法应该首先求得（调试得）该磁芯在 Im 条件下可能获得的最大
10、电感量的气隙开度，保持该气隙开度不变，再减少匝数直到需要的参照的电感量。这样的好处是：可以获得最大的抗饱和安全余量、最少的匝数（最小的绕组电阻和窗口占用）。其中：抗饱和安全系数= 临界饱和电流/ Im 。3、再度联合仿真把类比得到的非线性（目标）变压器代替第一步骤联合仿真电路中的线性变压器，再行仿真。其中，由于匝数已经求得，可通过简单计算可求得绕组电阻，应修改模型中这个参数。现在的仿真更接近真实的仿真，可以进一步观察变压器在电路中的表现，或许进一步调整优化之。采用同样的手段，其他电感也应该逐个非线性化，饱和电感、等效漏感等也应纳入联合仿真。其中：变压器损耗 = 变压器输入功率 - 变压器输出功
11、率电感损耗功率 = （电感端电压波形 x 电感电流波形）平均值电感、变压器绕组铜损 = （电感、变压器绕组端电压波形）有效值 / 绕组欧姆电阻 rx）平均值磁损 = 总损耗 - 铜损，或者，磁损 = 绕组电阻为 0 的变压器损耗。我先抛砖引玉一下，正激有如下 4 种复位方式：采用辅助绕组复位电路采用 RCD 箝位复位电路采用有源箝位复位电路LCD 复位即无损吸收电路其中方案 1 要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案 2 是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案 1 中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源
12、本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案 3 中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。如图所示先把原理介绍一下：在一个开关周期中，电路工作状况如下。 1、模式 0t0，t1在 t0 时刻之前，开关管 S 上的电压为输入电压 Vin，箝位电容电压为 VCc。在 t0 时刻 S 开通，其结电容上的能量全部消耗在内部。 S 开通后，变压器原边电压为输入电压 Vin，其励磁电流 im 从 Im()开始线性上升
13、。变压器原边流过的电流为折算到原边的负载电流和励磁电流之和。同时，箝位二极管 D12开通，箝位电感 Lc 上的电流 iLc 线性增大。此模式期间，负载电流 Io 流经整流管 D21。 2、模式 2t1，t2t1 时刻，S 关断，折算到原边的负载电流 Io/n、励磁电流 im 和箝位电感电流 iLc 之和给开关管结电容 Cs 充电，vcs 电压上升。变压器原边电压依然为正，因此励磁电流依然增大，整流管 D21 继续导通。t2 时刻，Cs 的电压上升到 Vin，模式 2 结束。由于结电容 Cs 的作用，S 为零电压关断。 3、模式 3t2，t3从 t2 时刻开始，变压器原边电压开始反向，因此励磁电
14、流减小，整流管 D21 关断，负载电流通过 D22 续流。开关管结电容 Cs 的充电电流为励磁电流和箝位电感电流之和，不再包括负载电流。t3 时刻，vcs 上升到 VinVCc，模式 3 结束。 4、模式 4t3，t4t3 时刻，Cs 的电压上升到 VinVCc，二极管 D11 开始导通。变压器原边励磁电感和电容(CsCc)谐振，励磁电流减小。箝位电容两端电压被箝位在输入电压 Vin，电流 iLc 线性减小。t4 时刻，箝位电感电流较小为零，二极管 D12 自然关断，模式 4 结束。 5、模式 5t4，t5此工作模式中，变压器原边励磁电感和电容（CsCc）继续谐振，直到 t5 时刻励磁电流减小
15、为零，二极管 D11 自然关断，模式 5 结束。 6、模式 6t5，t6t5 时刻，励磁电流为零，但因变压器原边励磁电感承受负压 VCc，励磁电感 Lm 和开关管 S 的结电容 Cs 开始谐振，结电容 Cs 开始放电，励磁电流开始反向增大，直至 t6 时刻 Cs 两端电压减小为 Vin，励磁电流达到负向最大值，模式 6 结束。7、模式 7t6，t7t6 时刻，整流二极管 D21 导通，励磁电流折算到副边使 D21，D22 同时提供负载电流， 流过 D21 的电流为 nIm()， 流过 D22 的电流为 IonIm()。在 t7 时刻，开通开关管 S，开始下一个开关周期。五、设计举例一：反激变压
16、器1、开环联合仿真以 100W24V 全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件 FB1 附后）： 注：这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。主要设计参数为：输入电压 85265VAC，对应最低 100VDC，最高 375VDC输出电压 24V输出功率 100W，考虑过载 20%，即 120W，对应负载阻抗 4.8 欧姆PWM 频率 50KHz先采用一个 2 绕组线性变压器仿真。 先初步拟订的变压器参数如下： 其中暂定的偶合系数 k=0.985，可表达约 3%的典型漏感。先用极端高压（375VDC）仿这个电路：占空设在 0.2 左右。调整变压器次级电感 ls
17、，使输出达到 24V。观察 Q1 的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。D3 的电压波形亦如此。增加 ls 值可以降低 Q1 的反射电压，同时增加 D3 的反射电压。调整 ls 使 Q1 的反射电压低于一个可以接受的值，D3 选择范围较宽，可暂不仔细追究。增加吸收（即 C1 容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整 L1 电感量使 C1 电压刚好可以放电到 0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。不同 lp 的值对应一个恰当的 ls 值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。以上调整应始终使输出保持在 24V
18、条件下进行。在 C1=15nF，L1=470uH 条件下，可以得到如下一组数据：占空比 lp(uH) ls(uH) 尖峰电压 反射电压0.24 535 24 572 4910.22 460 26 564 4780.2 390 26 556 4670.18 325 30 511 456我们暂时按照占空比=0.22 这一组数据进行下面的设计。再用极端低压（100VDC）仿这个电路增加占空比，直到输出达到 24V，此时占空比 0.521观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。平均电流 1.72A，峰值电流 Im=4.17A 附：联合仿真电路五、设计举例一：反激变压器（续）2、变
19、压器仿真将上述线性变压器 B1 复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器 B2，初步拟订磁芯为 EE2825，接线和初步设置的参数如图：调整电源电压（41.8V），使 B1 初级回路的峰值电流刚好达到 lm=4.17A检测此时 B1 的 pp 脚电压。调整 B2 初级匝数使两边 pp 脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级 76 匝。波形不失真，说明该型号磁芯够大。加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器 B2 进入饱和。临界失真的电压大致为 68V，与标准电流电压 41.8V 之比为 163%，这就是抗饱和安全系数。如果对上述结果满意，把两边接线改到 s
20、p 脚调整 B2 次级匝数使两边 sp 脚电压达到同样的值，得到次级 18 匝。调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。评估：对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过 Im 的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。漏感可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：所有绕组电阻设置为最小，比如 1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，
21、得到14uH，这就是漏感，与预计的 3%差不多。实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。其他感性元件电路中 L1 的电感量 470uH，电流平均值 0.36A，有效值 0.54A，可直接选用 0.3mm 左右线径绕制的任何 470uH 的商品功率电感或者工字直插电感。也可以用附件磁环电感精确计算电子表格 计算一个磁环电感：Saber 中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的 EE 磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感
22、仿真，磁损就仿不出来了。附：磁环电感精确计算电子表格五、设计举例一：反激变压器（续二）3、再次联合仿真将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200m、rs=25m），置于主电路中。在变压器两绕组边分别各放置 1.5%的线性电感（r=0）去等效 3%的漏感。其他元件也尽量采用真实模型。用极端高压仿，给占空 0.22。调整原边匝数 np 使输出最接近 24V，再观测副边匝数 ns 对输出的影响。这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整 np、ns，直到任何 1 匝的改变都是不能接受的。必要时调整 C1、L1 与之配合。最后得到：np=76，
23、 ns=17，D=0.222，Q1 漏感尖峰电压148%。同时可以得到增加的整流滤波电路的效率及损耗（3.8W），继而求的总效率及总损耗。附件建模确实是仿真的关键和前提，我对此并未深入了解，只能提一点看法。很多开始学仿真的人，总以为仿真什么都能够完成，一次性就想仿完整的电路，任何细节都不放过，往往无功而返，于是迁怒于软件不好用。一个典型例子，很多 IC 的数据手册给出了仿真模型，有的甚至同时给出了内部电路图，什么意思呢？意思是模型是对具体电路的概化，这就是建模的基本思想。具体电路不是不能仿，但是模型更加容易仿，更加容易理解，更加能够反映电路的本质和关键，更加简洁和高效。在主电路层面，本贴的例子
24、首先就要求简化电路，一个简单的反激，也分成了 FB2、FB3 两个电路来仿，在 FB2 中，用一个 Vin 来概化 FB3，在 FB3 中用一个 Rp 来概化 FB2。甚至用一个工频正弦电桥来概化变压器在高频开关工况下的（抗）饱和特性。为什么要这样干？有什么好处？仿了就知道了。我想，这就是建模的基本思想和方法，也是应该掌握的技巧。在控制环路层面的小信号建模，是我的弱项，也很想进一步了解和学习，希望有高手为大家开展这方面的普及工作。开关电源中变压器的 Saber 仿真辅助设计二：滤波HolyFaith输出 PI 型滤波器的讨论图中的 PI 型滤波器，在电源输出端很常见。这三个数值该怎么选择？nc
25、965从滤波效果上看：在阻性负载时，C1=C2 效果最好；感性负载时，需 C2C1；容性负载则相反，当输出是电源（电池）时，C2 可减小到 0。HolyFaith谢谢老师的指点！还烦请老师给指点一下。就是在分析误差放大器输出到系统输出这一段的增益曲线时，这个 PI 型滤波器怎么考虑？谢谢老师。nc965不知道你这样仔细的讨论这个问题的目的是什么，如果是理论研究，我不在行，你看其他人的发言。如果是指导工程设计，那就很简单了，我上面的说法基本上已经回答了你。HolyFaith我现在是学生，还是从理论角度来考虑这个问题的，当然最终得目的是为了指导实践。我现在就是在自己做的电源上调试着这个补偿的设计，
26、遇到了问题，所以从理论上计算到底应该怎么选，没想到计算的结果还没有试出来的好。突然想起来一个问题，要是这样的话，在设计时怎么确定这个 C2 的大小呢？之前谁也不知道负载是什么啊？nc965如果一个电源工程师不知道自己的负载是什么，就别搞设计。HolyFaith我现在还不是电源工程师，还仅仅只是做实验。不过您说的对，真正到实际的时候应该首先知道的，这个是我犯糊涂了，考虑欠周到，所以被拍砖了cmg不要小看这个小小的 LC 滤波，其实分析起来很复杂，考虑到输入前的电感（正激为滤波电感，反激为次级电感的占空比等效），实际上是个两级 LC 滤波电路。不过从工程的观点来看，第一个滤波电容按正常的算法选取，
27、一个是纹波电压考虑，一个是 ESR 考虑，最后的结果基本都是由 ESR 确定。L1/C2 的主要作用是抑制开关频率的纹波，选取按如下原则，其转折频率为开关频率的 1/4-1/10 左右。但有一点需要注意，用 431 做反馈时，431 的供电要在 L1 的前面取，这样系统才稳定，反馈分压可以从后面取，得到最好的稳压精度。如果反馈从后面取，由于 L1 C2 的相移作用，不容易问题。另外 L1 的值尽量小一些，如 1-4.7uH，如果此值大了，明显输出电流大时损耗大。nc965建议做设计的工程师，严格区分拓扑电感和滤波电感。HolyFaith我正一直为这个糊涂呢，也找了些资料，还是不怎么清楚。所以这
28、里有个请求，如果老师傅有时间，能不能专门开个贴，讲讲这个的拓扑电感和滤波电感的选用，可以延伸到各种特性磁材的选用，不知老师傅有没有时间呢？nc965可以的，请问你目前是为哪个拓扑考虑的输出（或者输入）滤波电感？Buck？HolyFaith我一直做反激的，以后会做全桥的。我就是不知道这个滤波电感和反激的变压器的有什么区别。只是有人告诉我后面滤波用黄白换比较好。前一端实验室做了个 5KW 逆变器，SPWM单相的。载波 20K,输出 220VAC，50HZ。要我弄那个后级 LC 滤波器的电感，可愁死我了，算出了电感值，也不知道改怎么选材料，还要怕饱和。 我自己做的是反激的。50W 左右，没做过超过
29、100W 的。5KW 的逆变器是实验室做的，全桥的。反激和全桥的输出滤波电感都要我做，我不知道怎么选磁芯。不知道是不是应该和正激的滤波电感设计方法一样？nc965正激那个电感是拓扑电感，焉能一样？一、（输入输出）滤波网络在电路中的地位：拓扑电感（变压器）是拓扑需要，滤波电感是纹波需要，只有当拓扑电感不足以满足纹波要求时，才使用滤波电感（增加 LC 滤波网络）。这意味着：1、如果拓扑电感满足纹波要求，可以不要滤波电路。2、当拓扑电感不能满足纹波要求时，才另外单独考虑滤波电路。3、拓扑电感的主要任务是应对拓扑需要的能量转移，而不是应对纹波的。4、滤波电路的唯一任务就是滤波，不干别的。二、滤波网络与
30、拓扑的关系：所有电压型拓扑总可以这样表达：其中，输入电容 Cin、输出电容 Cout 都的拓扑允许的，甚至是拓扑必须的。同时，Cin、Cout 也可以理解为拓扑本身的、自带的滤波电路 。这里，虚线内的滤波网络现在是一个电容，也就是二端滤波网络，但是它也可以是三端甚至四端网络。注意：图中没有任何电感，拓扑的电感（或者变压器）在拓扑模块内没有画出来。三、输出滤波网络对于大多数电压型拓扑而言，输出端总有一个电容 Cout，而且这个电容就是滤波的意思。一般情况下，我们总可以通过调整 Cout 的大小满足任何需要的纹波要求。然而在某些情况下，我们无法通过调整 Cout 的大小获得需要的输出纹波，比如：1
31、、满足需要的纹波时，需要的 Cout 太大，成本和体积不允许。2、在接近短路运行时（比如电焊机或者点焊机），普通电容的电流指标不能满足要求。3、某些应用不允许太大的 Cout 存在，比如逆变系统，太大的 Cout 将导致控制的困难。4、出于可靠性的考虑，在输出端不使用电解电容。5、高精度电源，由于电容 ESR 的存在，始终达不到要求的输出纹波指标。怎么办呢？其实很简单：1、找出这个我们能够接受的电容2、把这个电容一分为二3、中间放一个适当的电感4、调整这个电感直到满足输出纹波的要求。OK？几点说明：1、一般电源都是输出有功功率，即阻性负载，这时我们直接取 Co1 = Co2 滤波效果最好。2、
32、即使负载有部分感性成分，因为一般 Co2 都比较大，其容抗足以应付较大的感性负载冲击，一般不必考虑加大 Co2 。3、容性负载（比如电解电源和充电电源）时，可考虑减小 Co2（即突出 Co1），大幅度减小也没有关系。4、电焊电源可以（应该）取消 Co2。5、谐振负载（比如超声波电源、感应加热电源）慎用此法。6、滤波就是滤波，别和拓扑里面的电感搅在一起，只有这样才能达到最好的效果。7、除特殊情况外，不建议使用两极或多级 LC 滤波，在总电容量和总用铜用磁量相当的情况下，单级滤波纹波效果最好，也不会产生驻波干扰。四、设计举例一、（典型）输出滤波将就上一贴的 50KHz、100W（120W）反激电源为例，当前纹波指标为 30mV。现在要求达到 2mV 的纹波精度（坛内内什么地方在说这个事）。方法一：加大输出滤波电容：将现用滤波电容 C2 的 2200uF 增加 15 倍，即 33mF，输出纹波则对应降低 15 倍（没考虑 ESR），即等于 2mV。如果觉得 33mF25V 的海量电解不好找，或者不合算，那么：方法二：增加一级 LC 滤波：
