1、高频开关电源High frequency Switching Mode Power Supply（电源技术讲座四）1：高频开关电源的组成与分类开关电源具有体积小、效率高等一系列优点，在各类电子产品中得到广泛的应用。但由于开关电源的控制电路比较复杂、输出纹波电压较高，所以开关电源的应用也受到一定的限制。电子装置小型轻量化的关键是供电电源的小型化，因此需要尽可能地降低电源电路中的损耗。开关电源中的调整管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关频率的提高而增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁性元件及电容元件的损耗，也随频率的提高而增加。目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶
2、体管，开关频率可达几十 kHz；采用 MOSFET 的开关电源转换频率可达几百 kHz。为提高开关频率必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，原理上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的集成化与小型化已成为现实。然而，把功率开关管与控制电路都集成在同一芯片上，必须解决电隔离和热绝缘的问题。11 开关电源的基本构成开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如图 1 所示，
3、其中 DC/DC 变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R1、R2 ）检测输出电压变化，与基准电压 Ur 比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。图 2 是一种电路实现形式。DC/DC 变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的 PWM 变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。图 1 开关电源的基本构成图 2 开关型稳压电源的原理电路对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特性决定。但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较
4、多地表现在输出端。提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得到改善。负载变化瞬态响应主要由输出端 LC 滤波器特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器 LC 乘积的方法来改善瞬态响应特性。12 开关型稳压电源的分类开关型稳压电源的电路结构有多种：（1）按驱动方式分，有自励式和他励式。（2）按 DC/DC 变换器的工作方式分：单端正励式和反励式、推挽式、半桥式、全桥式等；降压型、升压型和升降压型等。（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。（4）按控制方式分：脉冲宽度调制(PWM)式；脉冲频率调制(PFM)式；PWM 与 PFM 混合式。（5）按电
5、源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式、非隔离式和变压器耦合式、光电耦合式等。以上这些方式的组合可构成多种方式的开关型稳压电源。因此设计者需根据各种方式的特征进行有效地组合，制作出满足需要的高质量开关型稳压电源。2 开关电源常用的电路类型21PWM 变换器脉冲宽度调制（PWM）变换器就是通过重复通/ 断开关工作方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平波后变为另一种直流电压输出。PWM 变换器有功率开关管、整流二极管及滤波电路等元器件组成。输入输出间需要进行电气隔离时，可采用变压器进行隔离和升降压。PWM 变换器的工作原理如图 3 所示。由于开关工作频率的提高，滤
6、波电感 L，变压器 T 等磁性元件以及滤波电容 C 等都可以小型化。对于 PWM 变换器，加在开关管 S 两端的电压 us 及通过 S 的电流 is 的波形近似为方波，如图 4 所示。占空比 D 定义为 式中：Ts开关工作周期；ton一个开关周期内导通时间；toff 一个开关周期内断开时间；对于这种变换器，有两种工作方式。一种是保持开关工作周期 Ts 不变，控制开关导通时间 ton 的脉冲宽度调制（PWM）方式，另一种是保持导通时间 ton 不变，改变开关工作周期 Ts 的脉冲频率调制（PFM）方式。图 3PWM 变换器的基本工作原理图 4 变换器开关工作的波形22 隔离型变换器DC/DC 变
7、换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。（1）推挽型变换器与半桥型变换器推挽型变换器与半桥型变换器是典型的逆变整流型变换器，电路结构和工作波形如图 5 所示。加在变压器一次绕阻上的电压幅度为输入电压 UI，宽度为开关导通时间 ton 的脉冲波形，变压器二次电压经二极管V1、V2 全波整流为直流。图 5（a）表示推挽型变换器的电路结构和工作波形，图 5(b)表示半桥型变换器的电路结构和工
8、作波形。如只从输出侧滤波器来看，工作原理和降压型变换器完全相同，二次侧滤波电感用于存储能量。如以图中所示的占空比来表示时，电压变换比 m 与降压型变换器相类似，即m=D/n式中 n变压器的匝数比，n=N1/N2；N1为一次绕组的匝数；N2为二次绕组的匝数。（a）推挽型 (b)半桥型图 5 推挽型与半桥型变换电路（2）正激型变换器正激型变换器电路如图 6 所示，它是采用变压器耦合的降压型变换器电路。与推挽型变换器一样，加在变压器一次侧（一半）上的电压振幅为输入电压 UI，宽度为开关导通时间 ton 的脉冲波形，变压器二次电压经二极管全波整流变为直流。电压变换比为m=D/n对于这种变换器，开关导通
9、时变压器存储能量，一次绕组中的励磁电流达到： 式中：IM1 为绕组N1 的励磁电感。图 6 正激型变换电路开关断开时，变压器释放能量，二极管 V3 和绕组 N3 就是为此而设，能量通过它们反馈到输入侧。开关一断开，绕组 N1 中存储的能量转移到绕组 N3 中，绕组 N3 的励磁电流为 式中：N1、 N2、N3 为绕组 N1、N2 和 N3 的匝数。反馈二极管 V3 为导通状态时，变压器去磁。绕组 N3 的励磁电感 LM3 与绕组 N1 电感 LM1 的关系为LM3 释放能量所需要的时间可由下式求出： 为防止变压器饱和，在开关断开期间内变压器必须全部消磁，则 tre(1D)Ts。(3)隔离型 C
10、uK 变换器隔离型 CuK 变换器电路如图 7 所示。开关断开时，电感 L1 的电流 IL1 对电容 C11 充电，充电电荷量为Qoff=IL1toff图 7 隔离型 Cuk 变换电路同时 C12 也充电(二极管 V 导通 )，开关 S 导通时，二极管 V 变为截止状态,C12 通过 L2 向负载放电,放电电荷为 这时 C11 也处于放电状态。稳定状态时，电容 C11 充放电电荷量相等，则电压变换比为式中：n 为变压器匝数比，n=N1/N2（4）电流变换器电流变换器电路如图 8 所示，它是逆变整流型变换器。图 8（a）是能量回馈方式，开关 S 导通时S1、S2 导通时刻见图 8（a），电感器
11、L 的一次侧电压为 UInTUO(nT=N1/N2),电感 L 励磁并储存能量；S 断开时，储存在电感 L 中的能量通过二极管 V3 反馈到输入侧。若采用图示的占空比，则电压变换比为：式中：nL 为反馈绕组的匝数比， nL=N3/N4对于图 8（b）所示的变换器，两只开关同时导通时，加在电感 L 上的电压为 UI，电感 L 励磁并储存能量。任意一只开关断开时，反向电压（nTUOUI）加到电感 L 上，电感 L 释放能量。其工作原理与升压型变换器类似，电压变换比为（5）全桥型变换器（a ）能量回馈式(b)升压式图 8 电流变换电路全桥型变换器如图 9 如示，S1、S3 及 S2、S4 是两对开关
12、，重复交互通断。但两对开关导通有时间差。所以变压器一次侧加的电压 UAB 为脉冲宽度等于其时间差的方形波电压。变压器二次侧的二极管将此电压整流变为方波（UF），再经滤波器变为平滑直流电供给负载。图 9 全桥型变换电路电压变换比为 m=D/n23 准谐振型变换器在 PWM 电路中接入电感和电容的谐振电路，流经开关的电流以及加在开关两端的电压波形为准正弦波，这种电路被称为准谐振型变换器。图 10 表示出电流谐振开关和电压谐振开关的基本电路以及工作波形。图 10（a ）是电流谐振开关，谐振用电感 Lr 和开关 S 串联，流经开关的电流为正弦波的一部分。当开关导通时，电流 is 从 0 以正弦波形状上
13、升，上升到电流峰值后，又以正弦波形状减小到零，电流变为零之后，开关断开，见图（a）波形。开关再次导通时，重复以上过程。由此可见，开关在零电流时通断，这样动作的开关叫做零电流开关（ZeroCurrentSwitch）,简称为 ZCS。在零电流开关中，开关通断时与电压重叠的电流非常小，从而可以降低开关损耗。采用电流谐振开关时，寄生电感可作为谐振电路元件的一部分，这样可以降低开关断开时产生的浪涌电压。（a ）电流谐振式(b)电压谐振型图 10 准谐振开关电路图 10（b ）所示电路为电压谐振开关，谐振电容 Cr 与开关并联，加在开关两端的电压波形为正弦波的一部分。开关断开时，开关两端电压从 0 以正
14、弦波形状上升，上升到峰值后又以正弦波形状下降为零。电压变为零之后，开关导通，见图（b ）波形。开关再断开时，重复以上过程。可见开关在零电压处通断，这样动作的开关叫做零电压开关（ZeroVoltageSwitch），简称 ZVS。在零电压开关中，开关通断时与电流重叠的电压非常小，从而可以降低开关损耗。这种开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分，可以消除开关导通时的电流浪涌与断开时的电压浪涌。电流谐振开关中开关导通时电流脉冲宽度 ton 由谐振电路决定，为了进行脉冲控制，需要保持导通时间不变，改变开关的断开时间。对于电压谐振开关，开关断开时的电压脉冲宽度 toff 由谐振电路决定，为了进行脉冲控
15、制，需要保持开关的断开时间不变，改变开关的导通时间。在以上两种情况下，改变开关工作周期，则谐振变换器就由改变开关工作频率进行控制。在图 10 所示电路中，开关电压或电流的波形为半波，但也可以为全波，因此谐波开关又可分为半波谐振开关和全波谐振开关两种。3 功率电路主要元器件的选择与保护目前，在高频开关电源中应用最广泛的功率半导体器件有两类：双极型功率晶体管和功率金属氧化物场效应管。31 功率晶体管的选择选择晶体管时，必须注意两个基本参数：第一个参数是晶体管截止时的耐压值，第二个参数是晶体管在导通时能承受的电流值。这两个参数的选择是由开关电源的类型决定的。（1）单端反激式变换器中开关晶体管的选择对
16、图 11 所示的单端反激式变换器，晶体管的集电极与发射极之间最大耐压值 式中：UI 加到晶体管集电极的直流电压；Dmax 最大工作占空比。为了限制晶体管的集电极电压，工作占空比值应取低一些，一般应低于 50，即 Dmax（a ）原理图(b)波形图图 11 隔离单端反激式变换器电路晶体管饱和时的集电极电流可按下式计算Ic=I/n式中：I变压器二次绕组的峰值电流；n变压器一、二次绕组匝数比。Ic 也可以用输出功率 Po 来表示。假定变换器的效率为 0.8，最大占空间比 Dmax 为 0.4,则Ic=6.2Po/UI(2)推挽式变换器电路中开关晶体管的选择对图 12 所示推挽式变换器电路,它实际上是
17、由两个单端正激变换器电路构成。所以，在开关晶体管截止时，每只开关管上承受的电压限制在 2UI 以内，利用输出功率、效率、最大占空比，可推导出晶体管集电极工作电流的表达式如下： 假定变换器的 =0.8，Dmax=0.8 ，则集电极工作电流为（a ）原理图(b)波形图图 12 推挽式变换器电路（3）半桥式变换器电路开关晶体管的选择图 13 所示半桥式变换器中，变压器的一次侧在整个周期中都流过电流，磁心得到充分利用，对功率开关管的耐压要求较低，决不会超过线路峰值电压。与推挽式电路相比，若输出相同的功率，则开关晶体管必须流过 2 倍的电流。在半桥式变换器电路中，因为变压器的电压已减少到 UI/2，为了
18、获得相同的功率，晶体管的工作电流将加倍。假定变换器的效率 =0.8，最大占空比 Dmax=0.8，则晶体管的工作电流为: 半桥式变换器的另一个优点是:它可以自动校正变压器磁心偏磁, 避免变压器磁心饱和。图 13 半桥式变换器电路在设计开关电源时，还应考虑的是使用双极型晶体管还是 MOSFET 管，这两种晶体管各有优缺点。二者相比较，双极型晶体管价格较低，而 MOSFET 管由于驱动电路简单，所以整个电路设计也比较简单。双极型晶体管有一个缺点，就是工作截止频率较低，一般在几十 kHz 左右，而 MOSFET 管的开关工作频率可达几百 kHz。开关电源工作频率高就意味着设计出来的开关电源体积较小。
19、提高开关电源的工作频率，这是当前开关电源设计的一个趋势。32 功率晶体管的保护功率晶体管的保护有抗饱和、二次击穿等问题，这里重点介绍二次击穿的防止及 RC 吸收回路元件参数的选择方法。（1）正偏压的二次击穿要设计出一个工作稳定、可靠的开关电源，必须避免开关晶体管出现正向偏置状态下的二次击穿现象。图 14 表示晶体管集电极电流 Ic 与 Uce 间的关系图，曲线的轨迹代表的是晶体管可以工作的最大限度范围。在晶体管导通期间，落入安全区正向偏置的负载曲线认为是安全的，工作时不能超过厂家所提供的器件热限度和安全工作区。图 14 双极型晶体管安全工作区正向偏置的二次击穿现象是由若干个发热点引起的。这些发
20、热点是由于晶体管在高压下电流的不均衡而造成的。它们分布在功率晶体管工作面上的许多地方，由于晶体管的基极发射极结间是负温度系数，这些发热点就增加了局部电流流动，电流越大，则产生功率越大，进而使得某一发热点的温度更高。由于集电极对发射极的击穿电压也是负温度系数，所以与上述结果相同。由此可见，如果加在晶体管上的电压不消失，电流就不会终止，集电极发射极结就会被击穿，而晶体管会由于无法抗拒高温而损坏。有一种防止正向偏压二次击穿的新方法：在制造晶体管时增加了发射极平衡技术，使用这种技术制造的晶体管可以工作在它本身允许的最大功率和最大集电极电压的条件下，而不必担心会产生二次击穿。应用这种技术的器件如图 15
21、 所示。具体实现方法是在功率开关晶体管的基极再串接一个结型场效应管，场效应管起着基极平衡电阻的作用，其阻值随集电极对基极电压的变化而变化。当集电极电压变化时，能够维持恒定的功耗。图 15 防止二次击穿的措施（2）反偏压的二次击穿当晶体管用作开关器件使用时，存储时间和开关损耗是两个重要的参数。如果不能有效地减少存储时间，变压器就会产生饱和，而且开关电源的调整范围就会受到限制。同时，对开关损耗必须进行控制，因为它影响着整个电源系统的工作效率。实际应用中，晶体管的反向偏置安全工作区（RBSOA）很有实用意义，如图 16 所示。图 16 反向偏置时安全工作区RBSOA 曲线表示，对于 Uce 低于 U
22、ceo 的情况，只受晶体管集电极电流 Ic 的限制。对 Uce 高于 Uceo情况，集电极电流必须随所加的方向偏置电压的增加而减少。很明显，反向偏置电压 Ueb 是非常重要的，它对 RBSOA 的影响非常大。在开关晶体管加反向偏压时，因为关断时间会减少，应避免基极发射极结的雪崩现象发生。设计时可采用有箝位二极管的 RC 吸收回路以避免雪崩现象的发生。（3）开关晶体管的 RC 吸收回路由上面的讨论可见，开关晶体管工作在截止状态的瞬间，为了把存储时间减少到最低限度，一般采用加大反向基极电流的办法。但是如果 Ib 过大，会造成发射结的雪崩，而损坏晶体管。为了防止这种情况的发生，可采用 RC 吸收回路
23、，RC 吸收回路并联在开关晶体管的集电极发射极之间，在功率开关晶体管截止时给开关晶体管集电极电流分流，见图 17。当晶体管 V1 截止时，电容 C 通过二极管 V2 被充电到工作电源电压 E，当晶体管 V1 导通时，电容 C经过电阻 R 放电。实际上，吸收回路消耗了一定量的功率，减轻了开关管的负担。如果没有吸收回路，这一部分功率必须由开关管承担。图 17 晶体管截止电流吸收网络在实际设计电路时，可用下面的公式进行估算。在晶体管截止时，其能量可用下式表示：式中：Ic最大集电极电流（A ）Uce最大集电极发射极电压（V ）tr集电极电压最大上升时间（s）tf 集电极电流最大下降时间(s)由电容的定
24、义可求出 由图 17 可知，电容 C 上的电压可以写成下式： 式中：ton 是晶体管导通时间（这时 C 经过 R 放电） 选取 RC 回路的值要保证以下两条：一是在开关晶体管截止期间内（toff）必须能使电容 C 充电到接近 Uce 电压，二是在晶体管导通期间（ton），必须使电容 C 上的电荷经电阻 R 放完，所以应使表达式的值接近于 1。当 ton=3RC 时，e3=0.05，即可以认为经过 3RC 的延迟,电容 C 已基本上把电荷放完,这样 R 的取值可由下式决定:R=ton/3C同时还应检验在晶体管导通时，电容 C 通过开关管放电的电流 Idis,应把它限制在 0.25Ic 以下, 可
25、用下式计算:Idis=Uce/R例在一半桥变换器中使用开关晶体管,Uce=200V ，tf=2s ，tr=0.5s ，变换器的工作频率 f=20kHz,开关晶体管的集电极工作电流 Ic=2A,试计算 RC 吸收回路的 R、C 值。解 取 C=22nF，假定 ton 是总周期 1/f 的 40，则 由R=ton/3C 有 取 R=300，再核对放电电流 这个值大于 Ic（2A）的25，需再计算 R 的值 取 R=430。3.3MOSFET 的选择和保护功率场效应管(PowerMOSFET)是近些年发展起来的半导体器件，在高频开关电源中得到了广泛的应用。它具有几个明显的优点：工作频率高达 200k
26、Hz 以上，从而可进一步减小开关电源的体积和重量；同时它还具有工作速度快、功率大、耐压高、增益高，几乎不存在存储时间，没有热击穿等优点。MOSFET 是电压型控制器件。为了在漏极 D 得到一个较大的电流，必须在 MOSFET 的栅极和源极 S 之间加一个控制电压。为了驱动 MOSFET 导通，需要在栅极和源极间加入电压脉冲。为了提高 MOSFET 管的开关速度，驱动电压源的阻抗 Rg 必须非常低。当 MOSFET 管关闭时，在漏极和源极之间就会出现很高的阻抗，从而抑制了电流的流动。当功率 MOSFET 用作开关器件时，漏源极间电压降与漏极电流成正比。也就是说，功率 MOSFET 工作在恒定电阻
27、区，因此它实际上象电阻一样起作用。所以功率 MOSFET 漏源极间的导通电阻 Rdson 就成为一个十分重要的参数，它与双极型三极管的集电极发射极间饱和压降的重要性一样。当 Ugs 达到门限电压时（一般是 24V），漏极电流 Id 开始流动。当 Ugs 超过门限电压之后，漏极电流和栅极电压的比值呈线性增长，这样漏极电流对栅极电压的变化率（称为跨导 gfs）在漏极电流较大时，实际上是个常数。MOSFET 可以提供非常稳定的安全工作区（SOA），因为在正向偏置时，它不受二次击穿的影响，因此，无论施加直流还是脉冲电压，它的 SOA 曲线比双极型晶体管要好。用功率 MOSFET 作开关器件使用时，在额
28、定电压下驱动额定电流，不用吸收回路是可能的。当然，在实际设计电路时，还应适当降低额定值，图 18 表示典型 MOSFET 的 SOA 曲线，为了与双极型晶体管比较，把它们重叠画在一起。为了充分发挥 MOSFET 的优点，在设计 MOSFET 电路时应注意以下几点，以防在高频工作时产生振荡现象。（1）尽量减短与 MOSFET 各管脚接线的导线长度，特别是栅极引线长度，如果实在无法减短，可以用小磁环或 1 个小电阻 R1 与 MOSFET 管栅极串联，如图 19 所示。使用这两个元件应尽量靠近管子的栅极，以消除寄生振荡。（2）由于 MOSFET 具有极高的输入阻抗，为了避免电路正反馈引起的振荡，驱
29、动源的阻抗必须很低。当MOSFET 的直流输入阻抗很高时，它的动态阻抗（交流输入阻抗）会随着工作频率的变化而变化。由于 MOSFET 的栅极和源极之间的硅氧化层比较容易被击穿，如果两极间所加的电压超过了厂家给定的参数值，就会使管子造成永久性损坏。实际上，栅极电压的最大值一般是 2030V ，即使所加的栅极电压低于最大允许值，也要对电路采取措施，确保避免由于杂散电容引进的尖峰脉冲把 MOSFET 的氧化层损坏。图 18 SOA 比较图图 19 用铁氧体磁环消除寄生振荡为了使 MOSFET 管更安全有效地工作，一般情况下需要在 MOSFET 的源漏极间加 RC 吸收回路。因为RC 吸收回路消耗了多余的关断 MOSFET 的能量，否则这部分能量要由 MOSFET 开关管来消耗，其工作原理与双极型晶体管 RC 吸收回路相同。作者简介路秋生男副教授。1982 年毕业于山东大学电子系，现在北京电子信息大学电子系任教，主要从事电子技术、电力电子技术的教学、科研工作。吴亚娟女讲师。毕业于北京科技大学电气自动化系。现在北京电子信息大学电子系任教，主要从事电子技术教学、科研工作。收稿日期：2000.1.19定稿日期：2000.3.28
