1、- 1 -1第九章思考题：9.1 为什么栅漏短接的增强型 MOS 管可以作为 MOS 反相器负载元件？答：图 9.1 为 MOS 反相器的单元电路。其中，T L 为负载管，T I 为驱动管。对栅漏短接的增强型 MOS 管（ ）有 ，于是有LDSLGV。这说明不论 是导通还是截止，TGSDLVI永远是饱和导通的。当 ，即输入为高电平1I时， 导通。此时 ，输出为低电平 ，I DSILLOV输出电压由 决定。这一比值越大，输出低mlig电平 越小；当 ，输入为低电平时， 截OLV0I IT止，而 仍然导通，所以，输出为高电平 ，但TOHV是有一个阈值损失，其大小由 决定。因此，TLD栅漏短接的增强
2、型 MOS 管就可以作为反相器的负载来使用。9.2 说明 、 、 反相门在传输过程中两只管子的工作状态。ECMS答： 、 、 反相门的电路图分别见图 9.2 中的 a、b、c，与之相对应的电压O传输曲线分别见图 9.2 中的 a、b 、c 。在 反相门中，传输曲线分为、三个区，在区时输入电压低于驱动管的阈值电压 ，T I 处于截止状态，T L 永远导通，输出是高电平；进入区以后输入电压高于V驱动管的阈值电压，但是满足 这一条件。此时 TI 管处于饱和导通状态， TLTIIOV管永远导通，由于后者的沟道电阻比前者要大得多，所以，T I 管的漏源电压从高电平开始下降，与此相反，T L 管的漏源电压
3、则开始上升，输出电压开始下降；到了区以后，T I 管已经进入非饱和导通状态，其漏源电压极低，满足条件 ，输出是低电平，T L 则IIOV进入饱和导通状态。- 2 -2在 反相门中，驱动管 是增强型管，负载管 是耗尽型管。传输曲线由DEETDTA、B 、 C、D、 E 五点将其分成四段，AB 段表示输入电压低于增强型管 TE 的阈值电压VTE，T E 处于截止状态，输出为高电平，T D 由于栅源短接而处于非饱和导通状态；BC 段表示输入电压高于 TE 管的阈值电压，T E 处于饱和导通状态，T D 仍然是非饱和导通（注意：这里 ，即特性曲线中的 C 点是判断 TD 管处于饱和态与非饱和态的分界线
4、） ；DOCD 段表示 TD 管处于饱和态， TE 管亦处于饱和态；DE 段表示 TE 管处于非饱和态，T D 管处于饱和态，输出是低电平（注意：这里 ，即特性曲线中的 D 点是判断 TE 管处TEIOV于饱和态与非饱和态的分界线） 。在 反相门中，由 、CMSTPIV、 、 、 五条直线将传输曲线划分成OTNIVTNI DIDI、五个区。其中，直线 是判断 TP 管饱和与非饱和的分界线，OTPIV直线 是判断 TN 管饱和与非饱和的分界线。在区输入电压低于 TN 管的阈值OTNI电压，T N 管截止，T P 管非饱和导通，输出高电平；在区输入电压高于 TN 管的阈值电压，- 3 -3TN 管
5、饱和导通，T P 管仍是非饱和导通，门电路进入开关转换状态；在区 TN 管和 TP 管均进入饱和导通状态，输出电压垂直下降，与此对应的输入电压表示为 ；在区 TN 管进入*V非饱和状态，T P 管仍然是饱和导通，门电路已进入开态；在区 TN 管仍然是非饱和导通，TP 管截止，输出为低电平。9.3 MOS 管导通时如何判断其是处于饱和态，还是处于非饱和态？写出两种导通状态的电流方程。答：在饱和导通状态，漏极电流不随漏源电压变化；在非饱和导通状态，漏极电流随漏源电压而变化。前者的电流特性满足 ，与 VDS 无关；后者的电流特性满足2TGSDI，与 VDS 有关。2SDTGSDVI9.4 反相门的上
6、升延迟时间 及下降延迟时间 受哪些因素制约？rtft答：上升延迟时间 及下降延迟时间 的表达式如下：rtftrTLDLVTODLr VCVdCtOH 182929.0 TIIffft5.3.2由上述两式可以看出：上升延迟时间与负载管的增益因子 、阈值电压 及负载电容LTLV的大小有关，负载电容越大， 越长； 越大， 越小； 越大， 越大。下降延LCrtLrtrt迟时间 与驱动管的增益因子 、阈值电压 及负载电容 的大小有关，负载电容越大，ft ITIVLC越长； 越大， 越小； 越大， 越大。fIftTIft9.5 动态 MOS 电路与静态 MOS 门电路有什么区别？答：二者的区别如下，动态
7、MOS 增加了由时钟脉冲 CP 控制的门控管；动态 MOS 反相器有延时和倒相两种功能，而静态 MOS 只有倒相功能，没有延时功能。- 4 -49.6 为什么动态 MOS 电路的时钟脉冲最低频率 会受到限制？minf答：因为动态 MOS 移位寄存器主要是靠栅电容暂时存储电荷（即信息）的特性来工作的，所以它必须在动态条件下工作。即要求不停地有时钟脉冲作用。如果时钟频率过低，移位寄存器的功能就会因为栅电容的漏电而丧失，故动态 MOS 电路的时钟脉冲有一个最低工作频率 的限制。minf9.7 如何区别有比电路和无比电路？答：判定一个电路是有比电路还是无比电路，主要看驱动管 TI 导通时负载管 TL
8、是否截止。如果 TL 截止，则是无比电路；如果 TL也导通，则是有比电路。或者说：负载电容 上的电C荷能够放至零的电路为无比电路；不能放至零的电路为有比电路。9.8 为什么 CMOS 反相门的静态功耗特别低？答：因为 CMOS 反相器在静态时，只要其中一只管子导通，另一只管子就截止。静态电流仅仅由电路中所有反偏 PN 结的漏电流及表面电流决定，所以 CMOS 反相门的静态功耗特别低。9.9 CMOS 电路的总功耗由哪几部分组成？哪一部分是主要的？答：CMOS 反相器的功耗由静态功耗 、动态功耗 和附加功耗 组成。其中静态功耗CP动 tP很小，起主要作用的是动态功耗 ，其表达式为CP动。0022
9、1TSDPTDSNdtVidti动9.10 说明自举 MOS 反相器的工作原理、推挽输出电路是怎么构成的，并画出一个有自举电路的推挽输出级电路。答： 自举 MOS 反相器的工作原理：在图 9.3 所示的自举 MOS 反相器电路中，当输入为高电平时驱动管 TI 导通，负载电容 CL 通过 TI 管放电至零，与此同时，自举电容 CB 也通过自举管 TB 充电，使 TL 管栅极电位上升至 。此时，自举电容 CB 两端的电压GLVDV为 ，这也是 TL 管的栅源电压。OLTBS当输入由高电平转入低电平时，T I 截止，负载电容 CL- 5 -5经由负载管 TL 充电，使 SL（D I）点的电位 随着
10、CL 的充电过程而上升。由于电容 CB 两端OV的电位差不可能发生突变，所以 TL 管栅极电位也会跟随 的上升而上升。这一过程被称为O自举过程。随着 上升， 将截止，而 上的电荷总量 将保持不变。在自GLVBBGSLBVQ举过程开始时， 比 小一个 ， 处于饱和导通状态。当 时，由于DTVL TO2保持不变，故 上升达到 。于是 由饱和导通状态转入非饱和导通GSLGLDBLT状态。这使输出高电平达到 ，消除了饱和 反相门的高电平阈值电压损失。与此同DE时， 对LT 的充电电流也不会随 的升高而LCOV下降，从而缩 短了电路的上升时间。为了回答 推挽输出电路是怎么构成的这个问题，这里以图 9.4
11、所示的反向推挽输出电路为例加以说明。这个电路由两级组成，前一级由 、 组1T2成基本的 反相器，为后一级提供互补信号。第二E级由 、 构成无比输出级，两管轮流导通。同相推34挽输出电路只需将反向推挽输出电路的前后级连线作一交换即可。有自举电路的推挽输出级电路见图 9.5。它是在图 9.4 的基础上在 管的栅极添加自举2T管 和自举电容 而成。BTBC9.11 分别说明铝栅、硅栅结构的 MOSIC中寄生沟道是如何产生的？怎样从版图和工艺设计上削弱它们？答：对于图 9.6 所示的铝栅结构，如果在厚氧化层下面有两个扩散条，而在这两个扩散条的上方有一个高电位的铝条跨过，- 6 -6就有可能使相邻两扩散
12、区之间的氧化层下方的硅表面出现反型层，从而形成寄生的 MOS 管，产生场开启泄漏电流。泄漏电流的通道又称为寄生沟道。对于硅栅结构，除了上面介绍的两个扩散区之间由于高电位铝条跨过而产生寄生 MOS 管外，当高电位的多晶硅条跨过两个扩散区时也同样会产生寄生的 MOS 管，其开启后的泄漏电流也能形成寄生沟道。为了从版图和工艺设计上削弱寄生沟道的影响，可以采取以下措施：增加布线间隔及氧化层厚度；提高场区的表面掺杂浓度，使其不易出现反型。9.12 MOS 电路的输入级为什么要加以保护？答：MOS 电容器的绝缘电阻非常高（ ） 。其上所储存的电荷不容易通过电阻泄1490漏掉。加上其电容量又非常小（皮法拉数
13、量级） ，这样只要它上面储存少量电荷就会产生很高的电压，所以，这种电路的输入栅很容易被杂散的静电荷或偶然加上的高电压所破坏，必须加以保护。9.13 CMOS 电路为什么会出现自锁定效应？如何削弱它？答：CMOS 电路中的自锁定效应可以用四层三端结构的 PNPN 晶闸管效应来加以说明。如图9.7 中剖面结构所示，在 CMOS 集成电路中 PMOS 管的源、漏区构成了横向寄生 PNP 管（图中用浅色线条画出）的发射区，N 型硅区构成了基区， 阱区构成了集电区；同样，PNMOS 管的源、漏区构成了纵向 NPN 寄生晶体管（同样用浅色线条画出）的发射区，阱区构成了基区，N-Si 区构成了集电区。从图中
14、的等效电路可以看出，横向 PNP 管的集P电极与纵向 NPN 管的基极相连，前者的基极又与后者的集电极相连。其互连方式正好与晶闸管的等效电路类似。由于晶闸管存在着自锁定效应，所以 CMOS 电路也存在自锁定效应。要想削弱这种自锁定效应，应该从版图设计和制作工艺入手：在 P 阱周围设置 隔离环，- 7 -7防止 表面反型而形成寄生沟道，以减小 ，在 PMOS 管中设置 保护环以减小 ；PbnRNbpR降低 和 ，使 ，欲达此目的，可加大 P 管有源区与 阱之间的距pn1np 离,加大 阱深度，也可提高衬底杂质浓度，或在 阱内设置 埋层；在电路电源回路 中引入限流电阻，使电路不会达到过流工作区。9
15、.14 为什么说硅栅结构的 MOSIC 具有“两层半”互连功能？答：在硅栅结构的 MOSIC 中有一层铝布线，一层重掺杂多晶硅布线，一层重掺杂的扩散层布线。由于在制作扩散层时，多晶硅要起掩模作用，所以，扩散层不能与多晶硅层交叉，故称之为“两层半”布线。习题9.1 已知 管 、 、 ，若MOSNsvcmn250cmFox130.2ntx10，求其导电因子 。2LW解：已知 ，显然其中也包含了真空电容率 ，所以得到：cFox13. 0氧化层电容为 287130 0.2. cmFtCoxXO导电因子为 258135VALWXn 9.2 反相门电路中， 、 、 、NMSE.0L4IWD5、 、 、 、
16、VTLI0.1svcmn2602SiOcmF1408.- 8 -8，求 和 。nmtOX150ONILV解：氧化层电容为 287140 1036.2058. cmFtCOX 268.5.6VALWnL 258104.103.2CIOXnI 在如图 9.8 所示的 反相门电路中，输入高电平时，两管同时导通， 其中，NMSE管处于饱和导通状态，故有LT2655 22104.31083.6. 58.72OLOLTLDL VVVI 管处于非饱和导通状态，故有IT254 251083.10698. 126.2OLOL OLTIDII VV V 根据 ，由上述二式可得到关于 的一元二次方程：NIL 016
17、.59.4. 5425 OLOL- 9 -9求解上述一元二次方程得到 ，略去不合理的解，最终得到VOL29.085 VOL29.0将上述结果代入 的表达式得到LIAVI TLODON 5262 10846.3.0518.72 9.3 反相器电路如题图 9.1 所示。已知 、 、MSE VVTITL.D，分别用 和电流方程两种方法求 ，并对结果加以比较。VOL4.0TiRDOLV22 R解：方法一输入是高电平时，可以利用 ，由已知条件得到TDOHi VVTDRTiRL 222于是有 485.6054.822 TDOLRV方法二利用电流方程- 10 -1022OLTDLVI21II输入高电平时有
18、，因此可以得到IL47.52.048.25212 22 OLTDLIR VV比较上述二结果可知：方法一所采用的公式中由于作了某些近似，忽略了输出低电压 VO，所以存在一定的误差；方法二所得结果比较准确。9.4 二级 反相器电路如题图 9.2 所示，若 、 ，负载NMOSEVTIL4D15管的 ，驱动管的 ，求输入是低电平时的 及 （不考虑衬底偏置5.0LW8ILW1O2效应的影响） 。解：输入是低电平时，T 2 截止、T 1 导通，输出 VO1 为高电平，其大小为 TLDO145VO2 为低电平，其大小由 T3 和 T4 这两个晶体管的宽长比决定。具体计算如下VVWCVg TDTOIOXnLL
19、milO54.01458.021212 - 11 -119.5 倒相器如题图 9.3，若 、NMOSDEVD5、 、 ，求 及 ；VT1T1ROHL当 、 时，求 及OHOH9.0minLV.0maxNM。NM解：求 及OHVL输出高电平为 VD5输出低电平为 VTEROL 125.01222当 时，其工作点位于传输曲线（见图 9.9）的 BC 段，在该工作段 TD 管OHOHV9.0min处于非饱和区，T E 管处于饱和区。应用各区的电流方程可以建立如下等式 222 TEiODODTD VV令 ，由此可以解出DER- 12 -1221TDEiRTDOVV令 、 ，即传输曲线中的 点，得到IL
20、iVminH1QRDOTDTEI 259.022i 当 时，其工作点位于传输曲线的 DE 段，在该工作段 TD 管处于饱和区，T EHOL1.0max管处于非饱和区。应用各区的电流方程可以建立如下等式 22 OTEiETDVV由此可以解出 21TEiRDTEiO令 、 ，即传输曲线上 点的坐标IHiVmaxL2QVVOLRTDTEIH 251.0max及 分别为NML OLINML 2maxVVVIHH590in9.6 门电路工艺参数为： 、 、 、OSET1nmtox20svc276，电路参数为： 、 、 、 ，求42SiOD5pFCLsd35.OL14.及 。ILWL解：氧化层电容为 28
21、7140 1095.20285.2 cmFtCOXSi - 13 -13上升时间 ，传输延迟时间 TLDLr VCt182rpdt2661103.8503.19918 VAtVTLpdrTLDL 负载管的宽长比为 49.9.25788 OXnLCWIIILTLDmilTDOL LWVgV 98.0.152121 因为 ，所以，驱动管的宽长比为 L4.0 74.98.0OLIVW9.7 写出题图 9.4 电路中输出与输入的逻辑表达式，说明这一电路是有比电路还是无比电路。解：题图 9.4 电路中输出与输入的逻辑表达式为（三与非门）ABCF显然，这一电路是无比电路。因为 TL 和 TI 的输入端分别
22、为两个互补的信号，也就是说这两只管中只要其中一只导通，另一只必然截止。9.8 写出题图 9.5 所示电路的输出逻辑表达式。解：题图 9.5 所示电路的输出逻辑表达式为： BAF- 14 -14电路分析如下：复合 CMOS 管 组成或非门电路，向 CMOS 管 提供输入4321T, 87T,信号。在不考虑串、并联复合 CMOS 管 的情况下，只要 A，B 不同时为零10965,（含 A 为零 B 不为零，B 为零 A 不为零，A 和 B 同时不为零三种情况） ，则经过两次倒相以后输出均为高电平，即 。但是，在考虑了 CMOS 管 的情况下，A、B 同1F10965,T,时为高电平时，输出将不再是
23、高电平，而是被同时导通的 MOS 管 拉到了低电平，即65；A、B 同时为低电平时，MOS 管 同时截止，输出似乎为高电平，但此时 T7 导0F65,T通，T 8 截止，使得输出也为低电平，即 。在 A、B 中只有一个为低电平的情况下，0F中总有一只 MOS 管截止，所以输出为高电平，即 。综上所述，题图 9.5 所示电65, 1F路的输出逻辑表达式为 。BA9.9 画出 门的静态传输曲线，写出分区的直线方程以及各区的电流方程。CMOS解： 静态反相器的传输特性如图 9.10 所示- 15 -15其中电压传输曲线由 、 、 、 、OTPIVOTNIVTNI TPDIV五条直线划分成、五个区。在
24、不同的工作区内 TN、T P 有不同的DIV电流方程，分别写出各自的电流方程并建立相应的电流等式即可得到各区的电流方程。下面进行分区说明：在区， ，T N 截止 TP 非饱和导通，输出高电平， 。i0 0I在区，T N 饱和，T P 非饱和，V O 开始下降，有较小的电流流过反相器，其大小为22 ODODTPSiTi VVI 在区，T N 饱和，T P 也饱和，V O 垂直下降，有较大电流流过反相器，其大小为 22TPDiPTNiI在区，T N 非饱和，T P 饱和，有较小电流流过反相器， 0OV- 16 -16222TPDiPOTNiN VVI 在区，T N 非饱和，T P 截止，输出低电平
25、，反相器电流为零， 0I9.10 画出 及 输入栅保护电路及其版图示意图。MOSC解： 输入栅保护电路及其版图示意图见图 9.11； 输入栅保护电路见图 9.12，CMS其版图示意图见图 9.13。如图 9.11 所示，在输入压焊区与 TI 管输入栅之间有 PN 结二极管 D1，栅调制二极管 D2 和串联电阻 RS。扩散电阻与衬底之间形成的 PN 结二极管是 D1。栅调制二极管 D2 的结构见图9.11（c）的 A-A 剖面图，它是在该 PN 结的表面边界上覆盖薄栅氧化层，再覆盖调制金属栅（接地） 。由于金属铝接负电位，于是在薄栅处就形成了高电场区，所以栅调制二极管反向击穿电压比普通二极管反向
26、击穿电压约低 20V。R D 是栅调制二极管的动态导通电阻。设计中，这种电路中栅调制二极管的击穿电压应低于 TI 的栅氧化层最高耐压，否则，起不到栅保护作用。图 9.12 中箝位二极管 、 和扩散电阻 R 是专门制作的。其击穿电压约 25V，用n1D2作负向电压脉冲保护。 和 是扩散电阻 R 的寄生二极管，击穿电压约 50V，用作正向P脉冲电压保护。 和 分别是 P 管和 N 管漏极的寄生二极管。 是 阱与衬底之间3n P4Dp形成的二极管，其击穿电压约 100V。图 9.13 给出了带有输入栅保护电路的 CMOS 版图示意图。其中嵌位二极管 、n1和 CMOS 中的 TN 管同处于 阱中，扩散电阻 R 置于 N 型衬底上。除了上述两点外，n2Dp其它部分与普通铝栅 CMOS 版图没有什么区别。- 17 -17- 18 -189.11 画出题图 9.6（教材图 9.4.18）所示版图的栅氧化区、漏源区及铝条各次掩模版示意图。解：题图 9.6 所示版图的栅氧化区、漏源区及铝条的掩模版示意图分别示于图9.14 、 、 ：abc- 19 -199.12 画出题图 9.7（教材图 9.4.19）所示版图的漏源区、硅栅及铝条各次掩模版的示意图。- 20 -20解：题图 9.7 所示版图的漏源区、硅栅及铝条各次掩模版的示意图如下：
