1、2013 年 全 国 大 学 生 电 子 设 计 竞 赛单相 AC/DC 变换电路（A 题）II摘 要 本系统以 Boost 升压斩波电路为核心，采用 PFC 功率因数校正专用控制芯片 UCC28019 产生 PWM 波形，进行闭环反馈控制，从而实现稳压输出。实验结果表明：电源进线的交流电压和负载电流在比较宽的范围内变化时，电源输出直流电压能够保持较高的稳定性，电源交流输入功率因数达到 89%，效率达到 92%，具有良好的电压调整率和负载调整率，此外，本系统还具有输出 2.5A过流保护，输出功率因数的测量与显示功能。关键词：开关电源 UCC28019 Boost 电路 功率因数校正 【Abst
2、ract】This system in order to Boost the Boost chopper circuit as the core, adopts PFC control chip dedicated power factor correction UCC28019 PWM waveforms, the closed-loop feedback control, so as to realize the voltage output. The experimental results show that the power supply into line voltage and
3、 load current changes in a comparatively wide scope, can maintain the stability of the high power output dc voltage, power supply ac input power factor reaches more than 89%, efficiency of 92%, has the good voltage regulation and load regulation, In addition, this system also has 2.5 A output over-c
4、urrent protection, the measurement and display of power factor of the output.III目 录1 系统方案 .11.1 DCDC 变换模块的论证和选择 .11.2 PFC 控制方案的论证和选择 .22 系统理论分析与计算 .22.1 电路设计的分析 .22.1.1 主电路的分析 .22.1.2 控制电路的分析 .32.1.3 功率因数测量电路的分析 .62.2 主回路器件的选择及参数计算 .62.3 PFC 控制电路参数计算 .93 电路与程序设计 .103.1 电路的设计 .103.1.1 系统总体框图 .103.1.2
5、 主电路子系统框图与电路原理图 .113.1.3 辅助电路子系统框图与电路原理图 .123.1.4 辅助电源 .133.2 程序的设计 .133.2.1 程序功能描述与设计思路 .133.2.2 程序流程图 .144 测试方案与测试结果 .144.1 测试方案 .144.2 测试条件与仪器 .154.3 测试结果及分析 .154.3.1 测试结果(数据) .154.3.2 测试分析与结论 .16附录 1：电路原理图 .17附录 2：源程序 .181单相 AC/DC 变换电路（A 题）1 系统方案1.1 DCDC 变换模块的论证和选择方案一：Buck 型拓扑结构变换器 ：该方案可在隔离变压器输出
6、端进行三倍压整流，再将直流电压通过 Buck 型拓扑结构进行降压变换实现。但采用 Buck 型变换器输入端电压偏高，驱动电路和控制电路的电源方案较麻烦，并且可靠性不高。1 2 3 4 5 6ABCD654321DCBATitleNumber RevisionSizeBDate: 8-Sep-2013 Sheet of File: D:ProtelExamples.ddb Drawn By:D1L1C1Vpc+-V0S+图 1 Buck 电路原理图方案二： 型拓扑结构变换器：Cuk它的输出电压极性与输入电压相反，但其值可以高于、等于或低于输入电压的值。其输入和输出电流都是连续的，经两个电感的补偿
7、耦合，将输入和输出的波纹电流和电压抑制到零，但内部谐振使传递作用断续或在某些频率上削弱输入波纹抑制。在耦合电感线圈和变压器隔离的结构中，由于“开关导通 ”初期的冲击耦合电流会引起输出电压反向，并且也存在稳定性问题。1 2 3 4 5 6ABCD654321DCBATitleNumber RevisionSizeBDate: 5-Sep-2013 Sheet of File: D:ProtelExamples.ddb Drawn By:L1D1L2C2C1Vpc+-V0S图 2 电路原理图Cuk方案三：Boost 型拓扑结构变换器：Boost 升压斩波电路：拓扑结构如图 3 所示。开关的开通和关
8、断受外部 PWM 信号控制，电感 L 将交替地存储和释放能量，电感 L 储能后使电压泵升，而电容 C 可将输出电压保持住，输出电压与输入电压的关系为 =( )，通过改变 PWM 控制信号的0Uofft占空比可以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流变流的方式实现升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。21 2 3 4 5 6ABCD654321DCBATitleNumber RevisionSizeBDate: 8-Sep-2013 Sheet of File: D:ProtelExamples.ddb Drawn By:D1L1C1Vpc+-V0S+图 3 Boost 电路原理图通过
9、以上综合分析比较，Boost 型拓扑结构变换器是 DCDC 变换器的理想选择。1.2 PFC 控制方案的论证和选择一般功率因数校正的控制方法有模拟控制方法和数字控制方法，为此设想了以下几种控制方案：方案一：采用 DSP+BOOST 实现：采用纯软件调整控制参数，比如，PWM 波的占空比，一般的使用数字控制可以减少元器件的数量，减少材料和装配的成本，而且可减小干扰，但限于本组知识和能力的限制，不选用该方案。方案二：采用 BOOST+UC3854 实现：UC3854 是一种工作于平均电流的的升压型有源功率因数校正电路。它的峰值开关电流近似等于输入电流。是目前较为广泛使用的 APFC 电路。该方案所
10、实现的 PFC电路，要调节 UC3854 的电压放大器，电流放大器和乘法器。方案三：采用 BOOST+UCC28019 实现：UCC28019 是 TI 公司新近推出的一种功率因数校正芯片，该芯片采用平均电流模式对功率因数进行校正，使输入电流的跟踪误差产生的畸变小于 1，实现了接近于 l的功率因数。UCC28019 组成的 PFC 电路,只调节一个放大器的补偿网络即可。比较三种方案，发现方案三，设计步骤减少了好几步，相对来说简单易行，而且实验结果证明该方案完全达到题目的要求。综上所述，选用方案三。2 系统理论分析与计算2.1 电路设计的分析本文设计了一个直流输出电压为 36V、电流 2A 的高
11、功率因数开关电源，其交流输入电压为 24V，该电路包括主电路，控制电路，测量电路和保护电路四部分。从输入的交流电 220V 开始，经过隔离变压器调压成交流电 24V 后送入全桥整流电路进行整流，再经过高频滤波电容后送给主电路，主电路为 Boost 电路，由 PFC 芯片UCC28019 控制开关管导通关断，经过 Boost 电路升压后电压变为 36V。控制电路和测量电路包括 PFC 控制电路和单片机测量控制电路，PFC 控制电路由专用 PFC 芯片组成，单片机测量控制电路主要是输出侧通过电阻分压并用电压、电流传感器进行采集比较送至单片机进行功率因数测量显示。保护电路是 PFC 芯片的过压和过流
12、保护。2.1.1 主电路的分析Boost 变换电路由 Q1、电感 L1、二极管 D1 和输出电容 C0 组成，原理图如图 4所示：3Q1L1 D1C0 R0R1R2PWM EA +VdcVeaVwmV+ VrefV0图 4 Boost 变换电路原理图工作原理：在 和开关管 Q1 之间串接电感 L1，电感的下端通过整流二极管 D1 给输出电容dcVC0 及负载供电。当 Q1 在 Ton 时段导通时，D1 反偏，L1 的电流线性上升直到,此时了 L1 存储了能量/1PdcItL 2210.5()PPELII由于在 Q1 导通时段输出电流完全由 C0 提供，所以 C0 应选得足够大，以使在Ton 时
13、段向负载供电时其电压降低能满足要求。Q1 关断时，由于电感电流不能突变，L1 的电压极性颠倒，L1 异名端电压相对同名端为正。L1 同名端为 且 L1 经 D1 向 C0 充电，使 C0 两端电压高于 ，此时电感dcV dcV储能给负载提供电流并补充 C0 单独向负载供电时损失的电荷。若 Q1 下次导通之前，流过 D1 的电流已下降到零，则认为上次 Q1 导通时存储于 L1 中的能量已释放完毕，电路工作于不连续模式；反之若电流在关断时间结束时还未下降到零，则由于电感电流不能突变，Q1 下次导通时电流上升会有一个阶梯，此时称电路工作于连续模式。输出电压的调整是通过负反馈环控制 Q1 导通时间实现
14、的。若直流负载电流上升，则导通时间会自动增加为负载提供更多能量。若 下降而 Ton 不变，则峰值电流即dcVL1 的储能会下降，导致输出电压下降。但负反馈环会检测到电压的下降，并通过增大Ton 来维持输出电压恒定。2.1.2 控制电路的分析UCC28109 芯片介绍：UCC28019 是一款 8 引脚的连续导电模式（ CCM）控制器，该器件具有宽泛的通用输入范围，适用于 100W 至 2kW 以上的功率变换器。有源功率因数校正控制器UCC28019 使用 Boost 拓扑结构，工作于电流连续导电模式。欠压锁定期间的启动电流低于 200uA。用户可以通过调整 VSENSE 脚的电压低于 0.77
15、V 而使系统工作于低功耗待机模式。该控制器不需要检测电网电压，利用平均电流控制模式可以实现输入电流较低的波形畸变，大大减少了元器件数量。简单的外围电路非常便于对电压环和电流环进行灵活的补偿设计。开关频率可以控制在5%的精度，可以为外部开关管提供快4速 1.5A 峰值栅极驱动电流。该控制器具有许多系统级的保护功能，主要包括峰值电流限制，软过电流保护，开环检测，输入掉电保护，输出过压、欠压保护，过载保护，软启动，芯片内部将栅极驱动电压箝位于 12.5V 等。(1) UCC28019 的特点连续导电模式控制器 UCC28019 具有以下特点： 不需要对电网电压进行检测，减少了外围元器件 宽范围的通用
16、交流输入电压 65kHz 的固定开关频率 最大占空比达 97% 输出过压、欠压保护，输入掉电保护 单周峰值电流限制 开环保护 低功耗待机模式(2) UCC28019 引脚说明UCC28019 采用 8-Lead PDIP 和 8-Lead SOIC 两种封装形式，其引脚排列如图 5 所示，引脚功能介绍如下GND GATEICOMP VCCISENSE VSENSEVINS VCOMP12348765图 5 UCC28019 的引脚排列（ SOIC-8、PDIP-8）表 2.1 UCC28019 引脚功能说明引脚号 引脚符号 引脚功能1 GND 芯片接地端2 ICOMP 电流环路补偿，跨导电流放
17、大器输出端，引脚的工作电压高于 0.6V3 ISENSE 电感电流检测。该管脚通过对电流检测电阻外接一 220 电阻可以有效抑制浪涌电流的涌入4 VINS 交流输入电压检测。当系统交流输入电压高于用户定义的正常工作电压或低于掉电保护电压时，输入掉电保护（IBOP）动作5 VCOMP 电压环路补偿。该引脚经过外部阻容电路接地，构成电压环5路补偿器6 VSENSE 输出电压检测。Boost PFC 变换器的直流输入电压经过电阻分压器采样后接入该引脚，为了滤除高频噪声干扰，该引脚对地外接一个小电容7 VCC 芯片工作电源。为防止高频噪声对电源的干扰，通常该管脚对地外接一个 0.1uF 的陶瓷电容，并
18、且尽量靠近 UCC28019芯片8 GATE 栅极驱动。推挽式栅极驱动，可以驱动外部一个或多个功率MOSFET，提供 1.52.0A 电流驱动(3)UCC28019 的内部结构和工作原理UCC28019 是一款在连续工作模式下，以固定频率工作的具有功率因数校正功能(PFC)的控制芯片，该芯片具有软启动、欠/过压保护、过流保护、开路保护以及峰值电流限制等功能，UCC28019 内部结构框图如图 6 所示：图 6 UCC28019 内部框图UCC28019 的控制调节功能是通过两个回路完成的：一个是内部的电流回路；来自取样电阻的负极性电压信号从 ISENSE 端进入到芯片内部后经反相器成为正极性信
19、号，该信号经过电流放大器后输出为 ICOMP；斜坡信号发生器产生的信号与 ICOMP电压进行比较，其输出作为芯片内部 RS 触发器的输入，与内部 65kHZ 振荡信号一起控制 PWM 的占空比，输出脉冲经推挽电路控制功率开关器件的通断；从图 2 可以看6出，假设当斜坡电压线性上升并刚好超过 ICOMP 的电压时经过的时间为 ，而这个ofT时间又决定了 DOFF，根据斩波拓扑方程有 DOFF =VIN/VOUT，由于 VIN 的波形是正弦波，而 ICOMP 的电压与电感电流成正比，控制回路就迫使电感电流波形跟踪输入电压波形，因此输入电流波形也是正弦波形并与输入电压同相，因此实现了功率因数校正。二
20、是外部电压回路，开关电源输出电压通过分压后的取样电压从 VSENSE 端输入，与内部一些比较器连接在一起，起到欠/过压保护、开路保护以及稳压的作用；电压误差放大器 输出的电流对连接在 VCOMP 端的补偿网络进行充电或者放电，从而建gmv立起合适的 VCOMP 电压来满足系统正常运行；VCOMP 上的电压常常用来设置电流放大器的增益以及斜坡信号的斜率，当外部回路在稳态时可以自动调整芯片内部的增益参数使输入电流波形具有较低的畸变，从而保证开关电源具有较高的功率因数。2.1.3 功率因数测量电路的分析对于某一正弦信号，周期性地出现过零点，测出过零点的时间即可以测出该信号的相角。通过电压互感器和电流
21、互感器得到低压交流信号，然后通过整形电路将交流信号转换为 TTL 方波脉冲。利用输入两路信号过零点的时间差，以及信号的频率来计算两路信号的相位差。其原理图如图 7 所示：图 7 双路比较器 LM393 整形电路两路信号的相位差： 。其中，N 为两路信号的上升360/360TFkTt沿分别触发计数器的差值， 为单片机时钟频率，T 为输入信号的周期。KF2.2 主回路器件的选择及参数计算 主电路参数计算: 主回路原理图如图 8 所示，设计中，首先确定最大输入峰值电流，这可以根据电源的效率 和要求达到的功率因数 来计算：_(max)INPEAK 0.95 0.98PF输入最大有效电流 _(max)(
22、in)3623.4.INRMSINUAVPF7最大电感峰值电流 _(max)_(max)24.56INPEAKINRMSA1 2 3 4 5 6ABCD654321DCBATitleNumber RevisionSizeBDate: 8-Sep-2013 Sheet of File: D:ProtelExamples.ddb Drawn By:1234Q1Rvins2100KRvins12MRs1C50.33UFL1 D3D1U2 +C10+Rs2RL+C100U124ACI1U0RisenseCisenseC11820PFR81M12RTRFB2105Cvins1uF图 8 主电路图（1）
23、、输入电容（C IN） ，这个电容容量很小，主要是滤除整流输出电压中的高频成分。通过计算出允许的纹波电流值 及纹波电压值 ，可以得到输入电容RIPLE _(max)INRPLEV的最大值，这里将 的 20%作为纹波电流 ，电压纹波系数为 6%,IN _(max)INPEAK RIPLE；根据手册，计算过程如下：65SWfkHz纹波电流峰值 _(max)0.2456.912RIPLERIPLEINAKA最大纹波电压 _(max)_(max).042.0INIIRECTIFDVVV将 和 代入下式即可得到 ：RIPLE_(ax)IRPLE IN输入电容 取为 1_(max)80.9120.868654RIPLEINSWNCfVAkHzVF（2） 、升压电感(L BST)，起储能作用；按照占空比 可以计算出斩波电感的最小D取值：取为 200(min) 36(1)0.135m5.92OUTBSTSWRIPLEVDL HfkHz（3） 、输出滤波电容(COUT)，该电容的选择主要是满足输出电压保持时间；当要求在保持时间 内，开关电源输出电压不低于 30V 时，则输出滤波电容容量按下式计算：2 22_(min)71.873360OUTHLDPOUTtWmsC FVV（4） 、功率开关元件(QBST)，开关管要求工作在 65KHz，在系统中取 IRF540N，
