1、1摘 要本文主要研究了利用 MCS-51 系列单片机控制 PWM 信号从而实现对直流电机转速进行控制的方法。文章中采用了专门的芯片组成了 PWM 信号的发生系统，并且对 PWM 信号的原理、产生方法以及如何通过软件编程对 PWM 信号占空比进行调节，从而控制其输入信号波形等均作了详细的阐述。此外，本文中还采用了芯片 IR2112S 作为直流电机正转调速功率放大电路的驱动模块来完成了在主电路中对直流电机的控制。另外，本系统中使用了光电编码器对直流电机的转速进行测量，经过滤波电路后，将测量值送到 A/D 转换器，并且最终作为反馈值输入到单片机进行 PI 运算，从而实现了对直流电机速度的控制。在软件
2、方面，文章中详细介绍了 PI 运算程序，单片机产生 PWM 波形的程序，初始化程序等的编写思路和具体的程序实现，M 法数字测速及动态 LED显示程序设计，A/D 转换程序及动态扫描 LED 显示程序和故障检测程序及流程图。关键词： PWM 信号 直流调速 双闭环 PI 调节前 言本文主要研究了利用 MCS-51 系列单片机，通过 PWM 方式控制直流电机调速的方法。冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。PWM 控制技术就是以该结论为理论基础，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既
3、可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。PWM 控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪 80 年代以前一直未能实现。直到进入上世纪 80 年代，随着全控型电力电子器件2的出现和迅速发展，PWM 控制技术才真正得到应用。随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM 控制技术获得了空前的发展。到目前为止，已经出现了多种PWM 控制技术。PWM 控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之
4、间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为 PWM 控制技术发展的主要方向之一。本文就是利用这种控制方式来改变电压的占空比实现直流电机速度的控制。文章中采用了专门的芯片组成了 PWM 信号的发生系统，然后通过放大来驱动电机。利用编码器测得电机速度，经过滤波电路得到直流电压信号，把电压信号输入给 A/D 转换芯片最后反馈给单片机，在内部进行 PI 运算，输出控制量完成闭环控制，实现电机的调速控制。第一章 系统硬件电路设计第一节 系统总体设计1.1.1 系统方案选择与总体结构设计调速方案的优劣直接关系到系统调速的质量。根据电机的型号及参数选择最优方案，以确保系统能够正常，稳定地运
5、行。本系统采用直流双闭环调速系统，使系统达到稳态无静差，调速范围 0-1500r/min,电流过载倍数为 1.5 倍，速度控制精度为0.1%（额定转速时） 。 1、 系统控制对象的确定本次设计选用直流电动机的额定参数直流电动机的额定参数PN=15kW、 UN=440V、 IN=39.3A、n N=1510 r/min，电流过载倍数 =1.5。电枢回路总电阻为 R=Ra+Rrec=0.806，系统机电时间3常数 Tm=0.76s，电磁时间常数 Tl=0.0167s，电动势系数 Ce=0.270V*min/r。2、 电动机供电方案选择变电压调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控
6、制电源通常有 3 种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称 G-M 系统，用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。用静止的可控整流器，例如，晶闸管可控整流器，以获得可调直流静止可控整流器又称 V-M 系电压。通过调节触发装置 GT 的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变 Ud，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。直流斩波器和脉宽调制交换器采用 PWM，用恒定直流或不可控整流电源供电，利用直流斩波器或脉宽调制变换器产生可变的平均电压。
7、与 VM 系统相比，PWM 系统在很多方面有较大的优越性：一、 主电路线路简单，需要的功率器件少；二、 开端频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小：三、 低速性能好，稳速精度该，调速范围宽，可达 1：10000 左右；四、 若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；五、 功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率高；六、 直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流高。本设计应脉宽调速要求，采用直流 PWM 调速系统。3、 晶体管 PWM 功率放大器方案选择方案一 单极性控制方式，这种控制方式的特点是在一个开关
8、周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频(输出基频)，另一个桥臂始终为高频(载波频率) ，而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。 方案二 双极性调制方式的特点是 4 个功率管都工作在较高频率(载波频率)，双极性控制的桥式可逆 PWM 变换器有以下优点：1） 电流一定连续；42） 可使电机在四象限运行；3
9、） 电机停止时有微振电流，可以消除静摩擦死区；4） 低速平稳性好，系统的调速范围可达 1：20000 左右；5） 低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于器件的可靠导。本设计选用双极性控制的桥式可逆 PWM 变换器。1.1.2 双闭环直流调速系统电路原理随着调速系统的不断发展和应用，传统的采用 PI 调节器的单闭环调速系统既能实现转速的无静差调节，又能较快的动态响应只能满足一般生产机械的调速要求。为了提高生产率，要求尽量缩短起动、制动、反转过渡过程的时间，最好的办法是在过渡过程中始终保持电流（即动态转矩）为允许的最大值，使系统尽最大可能加速起动，达到稳态转速后，又让电流立即降低，进入转矩与
10、负载相平衡的稳态运行。要实现上述要求，其唯一的途径就是采用电流负反馈控制方法，即采用速度、电流双闭环的调速系统来实现。在电流控制回路中设置一个调节器，专门用于调节电流量，从而在调速系统中设置了转速和电流两个调节器，形成转速、电流双闭环调速控制。双闭环调速控制系统中采用了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实现串级连接。图 11.1 为转速、电流双闭环直流调速系统的原理图。图中两个调节器 ASR 和 ACR分别为转速调节器和电流调节器，二者串级连接，即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。电流环在内，称之为内环；转速环在外，称之为外环。两个
11、调节器输出都带有限幅，ASR 的输出限幅什 Uim 决定了电流调节器 ACR 的给定电压最大值 Uim，对就电机的最大电流；电流调节器 ACR 输出限幅电压 Ucm 限制了整流器输出最大电压值，限最小触发角 。5图 1-1.1 双闭环直流调速系统电路原理图1.1.3 双闭环直流调速系统动态数学模型双闭环直流调速系统动态结构图如图 1-1.2 所示。图中 和 分别表示转速ASR()WsACR()s调节器和电流调节器的传递函数。如果采用 PI 调节器，则有（1-1）nASR1()sWK（1-2）iCR()s为了引出电流反馈，在电动机的动态框图中必须把电枢电流 显露出来。dI图 1-1.2 双闭环直
12、流调速系统动态结构图1.1.4 数字控制双闭环直流调速系统方框图根据设计要求，本系统设计为全数字式控制方式，因此要求微型计算机完成：电流环控制器运算、速度环控制器运算、位置环控制器运算，以及与它们相应的反馈信号的采样和数字信号处理。6本系统采用霍尔元件作为检测电动机电枢电流的传感器,其电流容量为 50A,转换比例为 1000：1。霍尔元件检测得到的弱电流信号经转换、滤波、放大后,变成与电枢电流成比例的 05V 的直流电压信号,再经 A/D 转换电路,将模拟电压转换成数字量,输入微型计算机。本系统选用光电脉冲信号发生器作为速度反馈的测量元件,光电脉冲信号发生器将电动机转子的角位移量转换成脉冲序列
13、,通过计数器定时计数即可得到电动机转速的数字式反馈量。本系统由微型计算机来实现整个系统的控制,用全数字方式来取代传统的模拟控制方式,不仅提高了系统的可靠性、灵活性,而且还为整个系统的多功能、智能化提供了必要条件。经上述考虑,本系统组成的方框图如图 1-1.3 所示。 数字式位置控制器数字式速度控制器数字式电流控制器数字式PWM 信号发生器PWM 功率放大器M信号转换滤波放大A/D 转换.PG光电隔离倍频变向位置可逆计数器数字式速度测量计数器位置给定+-霍尔元件+图 1-1.3 数字式双闭环直流调速系统方框图1.1.5 数字式双闭环直流调速系统硬件结构图数字式双闭环直流调速系统硬件结构图如图 1
14、-1.4 所示7图 1-1.4 数字式双闭环直流调速系统硬件结构图1.1.6 8051 单片机简介本系统要求微型计算机完成电流环、速度环和位置环的控制算法运算以及相应的反馈信号数字化测量和采样,接收和处理上位微型计算机送给伺服系统的指令,采集伺服系统的有关信息并反馈到上位微型计算机等。其中,电流环控制要求微型计算机有很快的响应速度,其采样频率比较高。另外,为了保证足够的控制精度和运算速度,对微型计算机字长和指令功能也有更高的要求。本系统选用我们比较熟悉的 8051 作为微型计算机。18051 单片机的基本组成8051 单片机由 CPU 和 8 个部件组成，它们都通过片内单一总线连接，其基本结构
15、8依然是通用 CPU 加上外围芯片的结构模式，但在功能单元的控制上采用了特殊功能寄存器的集中控制方法。其基本组成如下图所示： 图 1-1.5 8051 单片机基本组成2CPU 及 8 个部件的作用功能介绍如下中央处理器 CPU：它是单片机的核心，完成运算和控制功能。内部数据存储器：8051 芯片中共有 256 个 RAM 单元，能作为存储器使用的只是前 128个单元，其地址为 00H7FH。通常说的内部数据存储器就是指这前 128 个单元，简称内部 RAM。特殊功能寄存器：是用来对片内各部件进行管理、控制、监视的控制寄存器和状态寄存器，是一个特殊功能的 RAM 区，位于内部 RAM 的高 12
16、8 个单元，其地址为 80HFFH。内部程序存储器：8051 芯片内部共有 4K 个单元，用于存储程序、原始数据或表格，简称内部 ROM。并行 I/O 口：8051 芯片内部有 4 个 8 位的 I/O 口（P0，P1，P2，P3） ，以实现数据的并行输入输出。串行口：它是用来实现单片机和其他设备之间的串行数据传送。定时器：8051 片内有 2 个 16 位的定时器，用来实现定时或者计数功能，并且以其定时或计数结果对计算机进行控制。中断控制系统：该芯片共有 5 个中断源，即外部中断 2 个，定时/计数中断 2 个和串9行中断 1 个。振荡电路：它外接石英晶体和微调电容即可构成 8051 单片机
17、产生时钟脉冲序列的时钟电路。系统允许的最高晶振频率为 12MHz。38051 单片机引脚图1-1.6 8051 单片机引脚图第二节 主电路的设计及参数计算由于给定直流电动机的额定电压为 230V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用 /Y 联结。1.2.1 整流变压器的计算与设计变压器二次侧电压：U 2的确定原则是要保证在电动机的整个起动过程中，整流装置都能够提供要求的最大电流值 1.5*Idnom，忽略 IGBT 压降和换相重叠压降后可列出下列公式：电动机 Ce=0.1290Udm=2.34*U2Ce*Nn
18、+Idm考虑到电网电压波动，取波动系数为 0 .95，则有:10U2=(Ce*Nn+Idm*R)/2.34=(0270*1510+1.5*39.3*0.806)/(0.95*2.34)= 204.77V整流器视在功率：Sn=3u2I2=3*39.3*1.5*204.77=36.2 KVA故 ，变压器一次侧电压一般由供电电源决定取 u 1=220V 13NSI=36.2*1000/(3*220)=54.87 A13NSIu故变压器应选择 220V/220V 视在功率为 40KVA1.2.2 开关器件 IGBT 参数计算与选择由经验公式得额定电压为 440V 时开关器件 IGBT 的耐压应选 12
19、00V 的反向最大电压：U=1200VI=1.5Id=1.5*39.3=58.95A1.2.3 电阻、电容的选择由限流电阻计算公式：R0= Ud02/Pe= (Ce*Nn+Idn*R) 2 / Pe =439.38 2/15000=12.87滤波电容器由经验公式求得：C1=C2=4uF/V* Ud0=4*439.38=1757.52uF并联电阻一般取 56-100k,则有：R1=R2=56k 1.2.4 整流功率二极管的选择：选择功率二极管的耐压值：11U=(2-3)Um=(2-3)*sqr(2)*U2=579868.7V通态电流值：Ita=（1.5-2）Ivt=(1.5-2)*39.3/sq
20、r(3)/1.57=21.6-28.9A选取功率二极管数据为：900V/50A1.2.5 平波电抗器的选择及计算平波电抗器：平波电抗器用于整流以后的直流回路中。整流电路的脉波数总是有限的，在输出的整直电压中总是有纹波的。这种纹波往往是有害的，需要由平波电抗器加以抑制。平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。对于三相桥式整流电路：（参考课程设计一数据）L=0.693U2/Idmin又因为一般 Idmin 为电动机额定电流的 5%10%，这里去 10%.In=39.3A因此：L=0.693U 2/3.93又因为 U2=204.77V所以：L=36.09mH1.2.6 快速熔断器
21、的选择及计算熔断器作用： 当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，可能损坏电路中的某些重要器件或贵重器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾。若安置了熔断器，那么，熔断器就会在电流异常升高到一定的高度和一定的时候，自身熔断切断电流，从而起到保护电路安全运行的作用。快速熔断器的额定电流的计算如下：Itn=*Ita/2 (A)其中 Ita 为晶闸管的额定通态平均电流，即为 28.9A。因此：Itn=45.4A。12快速熔断器的额定电压 Utn 可用下列公式计算：UtnKut*Uv /1.4Uv =U2=204.77V；Kut 为元件电压计算系数,查表得 2.45。 因此：Utn501.7V第三节 调
22、节器的选择与计算反馈系数的确定：电枢电流是双极性的，A/D 转换的结果为 10 位二进制数转速反馈系数： = 10V/nN=0.0066 min/r电流反馈系数： = U*im/Idm=10/(1.5*39.3)=0.169/A1.3.1 确定电流调节器时间常数1） 整流装置滞后时间常数 Ts=0.0017s。2） 电流滤波时间常数 Toi:取 Toi=4ms=0.004s。3） 电流环小时间常数之 Ti 近似处理，取 Ti =Ts+Toi=0.0057s。4） 电枢回路电磁时间常数 TlTl0.0167s5）电力拖动系统时间常数 TmTm=0.76s6)Ks=401.3.2 电流调节器结构的
23、选择根据设计要求并保证稳态电流无差，可按典型 I 型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用 PI 型电流调节器，其传递函数为 WACR（S）=Ki（ is +1）/ isKi-电流调节器的比例系数； i-电流调节器的超前时间常数。13检查对电源电压的抗干扰性能：Tl /TI =0.0167s/0.0057s=2.93,参照教材中表 2-3 的典型型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。图 1-3.1 电流环等效近似处理后校正成为典型 I 系统框图1.3.3 电流调节器参数计算电流调节器超前时间常数：i=Tl=0.0167s电流环开环增益：要求 i5时,查表得 KITi=0
24、.5, 因此KI=0.5/0.0057s=87.71s-1于是，ACR 的比例系数为： Ki=KIiR/Ks =17.54电流环采样角频率：Wsi=10Wci=877.1s-1电流环采样时间：Ti=1/(Wsi/2pi)=0.007s1.3.4 确定转速调节器时间常数1）电流环等效时间常数 1/KI已知 KITi=0.5 ，则1/KI2T i20.0057s0.0114s2）转速时间常数 Ton。取 Ton=0.01s143）转速小时间常数 Tn。按小时间常数近似处理，取Tn1/KI Ton 0.0214s1.3.5 转速调节器结构的选择转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型
25、 II 系统，系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。图 1-3.2 转速环等效近似处理后校正成为典型 II 系统框图ASR 也应该采用 PI 调节器，其传递函数为：WASR（s） = Kn（ ns +1）/ nsKn-转速调节器的比例系数； n-转速调节器的超前时间常数。1.3.6 转速调节器参数计算按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h=5，则 ASR 的超前时间常数为n=hTn=50.0214s=0.107s转速开环增益：KN=(h+1)/2h2Tn2=6/(25 20.02142)=263.03s-2ASR 的比例系数为：Kn=(h+1)CeTm/2hRTn=18.28转速环采样角频率：W
26、sn=10Wcn=280.37s-1电流环采样时间：15Tn=1/(Wsn/2pi)=0.0224s第四节 PWM 信号发生电路设计一、PWM 控制器设计1-1 PWM 信号发生电路设计图 1-4.2 PWM 信号发生电路PWM 波可以由具有 PWM 输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用 PWM 专用芯片来实现。当 PWM 波的频率太高时，它对直流电机驱动的功率管要求太高，而当它的频率太低时，其产生的电磁噪声就比较大，在实际应用中，当 PWM 波的频率在 18KHz 左右时，效果最好。在本系统内，采用了两片 4 位数值比较器 4585 和一片 12 位串行计数器 4040 组成了 PWM
27、 信号发生电路。两片数值比较器 4585，即图上 U2、U3 的 A 组接 12 位串行 4040 计数输出端 Q2Q9，而 U2、U3 的 B 组接到单片机的 P1 端口。只要改变 P1 端口的输出值，那么就可以使得 PWM 信号的占空比发生变化，从而进行调速控制。1612 位串行计数器 4040 的计数输入端 CLK 接到单片机 C51 晶振的振荡输出 XTAL2。计数器 4040 每来 8 个脉冲，其输出 Q2Q9 加 1，当计数值小于或者等于单片机 P1 端口输出值 X 时，图中 U2 的（AB）输出端保持为低电平，而当计数值大于单片机 P1 端口输出值 X 时，图中 U2 的（AB）
28、输出端为高电平。随着计数值的增加，Q2Q9 由全“1”变为全“0”时，图中 U2 的（AB）输出端又变为低电平，这样就在 U2 的（AB）端得到了 PWM 的信号，它的占空比为（255 -X / 255）*100%，那么只要改变X 的数值，就可以相应的改变 PWM 信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制。使用这个方法时，单片机只需要根据调整量输出 X 的值，而 PWM 信号由三片通用数字电路生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常工作。由于单片机上电复位时 P1 端口输出全为“1” ，使用数值比较器 4585 的 B 组与 P1 端口相连，升速时 P0 端口输出 X 按一
29、定规律减少，而降速时按一定规律增大。1-2 PWM 发生电路主要芯片的工作原理1芯片 4585 （1）芯片 4585 的用途：对于 A 和 B 两组 4 位并行数值进行比较，来判断它们之间的大小是否相等。（2）芯片 4585 的功能表：输入比较 级取输出A3、B3A2、B2A1、B1A0、B0AB ABA3B3 * * * * * 1 0 0 1A3=B3 A2B2 * * * * 1 0 0 117A3=B3 A2=B2 A1B1 * * * 1 0 0 1A3=B3 A2=B2 A1=B1 A0B0 * * 1 0 0 1A3=B3 A2=B2 A1=B1 A0=B0 0 0 1 0 0
30、1A3=B3 A2=B2 A1=B1 A0=B0 0 1 0 0 1 0A3=B3 A2=B2 A1=B1 A0B0 1 0 0 1 0 0A3=B3 A2=B2 A1B1 * * * * 1 0 0A3=B3 A2B2 * * * * * 1 0 0A3B3 * * * * * * 1 0 0（3）芯片 4585 的引脚图：图 1-4.3 4585 的引脚图2芯片 4040 芯片 4040 是一个 12 位的二进制串行计数器，所有计数器位为主从触发器，计数器在时钟下降沿进行计数。当 CR 为高电平时，它对计数器进行清零，由于在时钟输入端使用施密特触发器，故对脉冲上升和下降时间没有限制，所有的
31、输入和输出均经过缓冲。芯片 4040 提供了 16 引线多层陶瓷双列直插、熔封陶瓷双列直插、塑料双列直插以及18陶瓷片状载体等 4 种封装形式。（1）芯片 4040 的极限值：电源电压范围：-0.5V18V输入电压范围：-0.5VV DD+0.5V输入电流范围：10mA贮存温度范围：-65C150C（2）芯片 4040 引出端功能符号：CP: 时钟输入端 CR：清除端 Q 0Q11：计数脉冲输出端 VDD: 正电源 V SS: 地端（3）芯片 4040 功能表：输入CP CR输出*LLH保持计数所有输出端均为 L（4）芯片 4040 的引脚图：图 1-4.4 4040 的引脚图191-3 驱动
32、电路设计电路中驱动采用的是 IR2112S 芯片，IR2112S 芯片是 IR 公司专为驱动功率开关管而设计的，是一种高电压高速的功率 MOSFET 和 IGBT 驱动器，它有两个独立的高端和低端输出通道，一个芯片可以驱动两个 MOSFET 管或 IGBT 管。输出的浮置通道可用来驱动高端接于 600V(最大)的 N 沟道电力 MOSFET 或 IGBT。图 1-5.1 为 SOIC 封装的IR2112S 的引脚排列。图 1-5.1 IR2112S 的引脚排列IR2112S 具有的特点是：(1)浮置通道具有自举电路，工作电压可达 600V，抗 dv/dt 干扰；(2)驱动电压为 10V 以上；
33、(3)禁止直通逻辑(一个桥的上下臂不能直通) ； (4)两个传输通道延时相同； (5)高端输出与 HIN 输入相位相同，低端输出与/LIN 相位相同（如图 1-5.2）。图 1-5.2 IR2112S 的控制逻辑20二、转速检测电路设计转速的测量使用编码盘。光电式旋转编码器在数字测速中常用作为转速或转角的检测元件。由光电式旋转编码器产生与被测转速成正比的脉冲，测速装置将输入脉冲转换为以数字形式表示的转速值。本系统选用 M 法测速。2-1 旋转编码器的原理及选择电编码器来采样转速信号。增量式编码器是专门用来测量转动角位移的累计量。图 1-7.1 增量式光电编码盘结构及信号输出这里以三相编码器为例
34、介绍增量式编码器的工作原理及其结构。增量式光电编码器在圆盘上有规则地刻有透光和不透光的线条。在圆盘两侧放发光元件和光敏元件。当圆盘随电机旋转时，光敏元件接收的光通量随透光线条同步变化，光敏元件输出波形经过整形后变为脉冲。码盘上有相标志，每转一圈 Z 相输出一个脉冲。此外，为判断旋转方向，码盘还可提供相位相差 90 的两路脉冲信号，如图 1-7.1 所示。转速及转向信号处理：将 A、B 两相脉冲中任何一相输入计数器中均可使计数器进行计数。编码盘输出的 Z 相脉冲用于复位计数器，每转一圈复位一次计数器；编码盘的旋转方向可以通过 D 触发器的输出信号 Q 来判断。整形后的 A、B 两相输出信号分别接
35、到 D 触发器的时钟端和 D 输入端，D 触发器的 CLK 端在 A 相脉冲的上升沿触发。由于 A、B 两相的脉冲相位相差 90，当电机正转时（假设 B 相脉冲超前时为正转，21反之为反转） ，B 相脉冲超前 A 相脉冲 90，触发器总是在 B 脉冲为高电平时触发，这时 D 触发器的输出端 Q 输出为高电平。如图 1-7.2 所示。当电机反转时，A 相脉冲超前 B 相脉冲 90，则 D 触发器总是在 B 脉冲为低电平时触发，这时 Q 输出端输出为低电平。由此确定电机的转动方向。图 1-7.2 电机运转方向判别2-2 M 法测速的实现在系统中，使用单片机的 T/C0 和 T/C1 分别记数高频时
36、钟脉冲个数 和同时间内旋2M转编码器输出的脉冲个数 。由于 T/C0 还要给 8279 给定时钟信号，因此工作于计数1M器方式，时钟信号为单片机时钟的 1/2 分频即 4MHZ，定时器初值设为 80H。T/C0 溢出中断后，记录 T/C1 的数值 ，并将单片机 PB0 清零，延时 5 个时钟之后，置位1PB0 口后重新开始记数，再次溢出中断时：如果测速容许，再次记录 T/C1 的数值 ，1M否则将单片机 PB0 清零，延时之后置位 PB0 口，重新记数。这样循环，T/C0 完成了记数高频时钟脉冲个数 和 8279 脉冲信号的输出。那么，电动机的转速为：2M1026 fnp式中，高频时钟频率 =
37、4 HZ；0f61旋转编码器的光栅数 P=1024；=64.2M三、电流检测电路设计221-1 直流电流检测电路图 直流电流检测电路1-2 直流电流检测电路主要芯片的工作原理1、UGN-3501M:集成霍尔传感器UGN-3501M 原理图2、AD522 集成模数转换器23AD522 功能管脚4、A/D 转化及芯片选择3-1 芯片 ADC0809 介绍ADC0809 是 8 位、逐次比较式 A/D 转换芯片，具有地址锁存控制的 8 路模拟开关，应用单一的+5V 电源，其模拟量输入电压的范围为 0V-+5V，其对应的数字量输出为00H-FFH，转换时间为 100s，无须调零或者调整满量程。3-2
38、ADC0809 的引脚及其功能ADC0809 有 28 个引脚，其中 IN0-IN7 接 8 路模拟量输入。ALE 是地址锁存允许，、 接基准电源，在精度要求不太高的情况下，供电电源就可以作为基准电源。REFVSTART 是芯片的启动引脚，其上脉冲的下降沿起动一次新的 A/D 转换。EOC 是转换结束信号，可以用于向单片机申请中断或者供单片机查询。OE 是输出允许端。CLK是时钟端。DB 0-DB7 是数字量的输出。ADDA、ADDB、ADDC 接地址线用以选定8 路输入中的一路，详见下图。24ADDC ADDB ADDA 选通输入通道0 0 0 IN00 0 1 IN10 1 0 IN20
39、1 1 IN31 0 0 IN41 0 1 IN51 1 0 IN61 1 1 IN7图 1-6.1 ADC0809 引脚图及功能表5、键盘显示单元按键控制与 LED 显示单元完成系统参数（占空比和转速）的实时显示，以及通过键盘输入系统的给定（占空比） 。本系统中通过 8279 芯片来扩展键盘和显示接口。INTEL8279可以显示 8 位或 16 位 LED 显示器，可以和具有 64 个按键或传感器的阵列相连，通过编程可以实现多种工作方式。8279 的引脚图如下：OUTA0 27OUTB0 31OUTA1 26OUTB1 30OUTA2 25OUTB2 29OUTA3 24OUTB328DB0
40、12BD 23DB113 DB214SL0 32DB315SL1 33DB416SL2 34DB517SL3 35DB618DB719 RL0 38RL1 39IRQ4 RL2 1RL3 2CS22 RL4 5RD10RL5 6WR11RL6 7A021 RL7 8CLK3SHIFT 36RESET9 CNTL/S 3725图 1-8.1 8279 的引脚图8279 的主要功能如下：键盘与显示器同时工作；扫描式键盘工作方式；扫描式传感器工作方式；用选通方式送入输入信号带有 8 字符的键盘；先入先出存储器 FIFO；触点回弹时两键封锁或 N 键巡回；双排 8 字或单个 16 字的数字显示器；RA
41、M 工作方式可由单片机编程可编程扫描定时，键盘送入时有中断输出。8279 与 DB0-DB7 与 8051 的 PB.3PB.7、PD.1、PD.2 口相连。8279 的 IRQ 经非门接到的 INT0 管脚上，可以实现键盘查询或键盘中断。由 PB.0 口为 8279 输出定时时钟。RD、 WR 与 PD.5、PD.6 相连，访问 8279 时，8051 给出相应的电平。8051 的 PD.4 作为 8279 的片选（CS）信号。并且 PD.7 与 8279 的 A0 相连。因此 8279 的地址分别为：数据口：7EFFH；命令口或状态口： 7FFFH。8279 与 4 个共阴极显示器和一个
42、12 键的小键盘连接。SL0-SL3 的扫描按编码方式经 74LS139 译码输出作为键盘的行扫描线，同时经驱动器 75451 接 LED 显示器的 COM 端作为显示器位扫描驱动信号。OUTA与 OUTB 经驱动器 74LS244 与显示器的段码线相连，直接控制显示字型，RP200A 为8 个 200 欧姆/0.5W 上拉电阻。键盘的列扫描县送会扫端 RL0-RL3 上。由 8051 单片机向它写入命令后，它会自动扫描键盘；有键按下时，会判断键号，将键号存入内部的 FIFO 缓冲器，并向 8051 单片机申请中断。于是 8051 单片机只要发出读 FIFO 的命令，将键号读入即可。要26显示
43、数据，8051 单片机只要向 8279 发出“写显示 RAM”命令，将字型码写入，8279会自动进行动态扫描显示6、泵生限制电路设计随着电力电子技术的不断发展和完善，交流变频调速技术日益显现出优异的控制和调速性能，加上其高效率、易维护的特点，使其在机械设备的调速领域中应用日益广泛。随之而来的制动问题越来越受到人们的关注，在变频调速系统中，异步电机的减速或停止是通过逐渐降低变频器的输出频率来实现的，随着变频器输出频率的降低，电机的同步转速降低，但是由于机械惯性的存在，电机转子的转速不会突变。当同步转速小于转子转速时，电机便处于再生发电状态，从而产生反馈电流。1 变频器再生运行图 1 所示为变频器
44、再生运行状态，当其运行在、象限时，其转矩方向与旋转方向相反，为再生运转。由于通用变频器前级多采用不可控二极管整流，逆向功率流流向电网的通道被阻断，少量的再生能量在电动机和变频器中消耗掉，大多数能量会储存到电力电容器中，导致直流环节泵升电压 UDC 持续升高，若不采取措施，势必会造成变频器过电压保护动作或者主电路器件因过压击穿或烧毁，因此大量的再生能量就必须另寻出路。能耗制动单元配合制动电阻可以很好地实现对再生能量的消耗，达到变频器制动的目的。这种方法具有结构简单，制动方便的特点。272 能耗制动工作方式能耗制动是利用制动电阻将再生能量转换为热量消耗掉的制动方式，制动电阻连接在制动回路上，能量流
45、动的路径是：机械设备的机械能电动机发电电能逆变器直流回路制动电阻热能。能耗制动单元接线原理如图 2 所示。其中的制动电阻与绝缘门双极晶体管 IGBT 组成的制动单元串联连接，然后并联在直流回路上。这是一种处理再生能量最直接的办法，它是将再生能量通过专门的能耗制动电路消耗在电阻上，转化为热能。制动单元控制目标，使直流电压在允许的范围内波动。当再生发电制动运行时，回馈到直流回路的电能积累在电容器内，导致电容器端直流电压上升，再生发电功率越大，电压上升速度越快，即上升斜率越大。当直流电压上升到制动运行时的电压上限 UDH 时，制动单元的控制电路使制动开关器件 Q1导通，电阻被并联在直流回路上，开始工
46、作。当直流电压下降到制动运行电压下限UDL 时，制动单元控制电路使 Q 1 截止，同时电阻被截止。能耗制动电路的设计涉及制动电阻阻值、功率、控制方式等几个方面的分析与确定。制动电阻阻值一方面关系到最大制动能力的问题，另一方面涉及到逆变器瞬间电流大小的问题。因此，制动电阻是制动单元的重要参数；制动单元的控制方式则涉及是否能够有效地控制和实现控制过程的问题.283 制动控制单元设计3.1 直流电压上下限的确定工程上，泵升电压抑制电路的参数计算和选择原则：(1)泵升电压必须低于主电路电容器和功率器件的电压定额，一般可选择 130% UC(0)作为上限 (其中,UC(0)为正常运行时电容 C 上的电压
47、值)。(2)泵升电压抑制电路动作结束时，为使系统能再次迅速电动运行，不应使直流侧电压降得过低，必须等于或略大于正常运行时 UC(0)，一般可选择 110% UC(0)作为下限。三相电网电压为 380V，经三相整流后，整流电压的平均值 UO：U1负载两端线电压 UP负载两端相电压当正常运行时，UC(0)=UO=514.8V 。制动电路的上限电压值 UDH =514.8130%=670V。制动电路的下限电压值 UDL=514.8110%=566V。但是，在选择制动电路的下限时，考虑到电网波动的影响，三相电网电压为 380V，设电网波动为15%，则三相整流后电力电容器上的最大直流电压约为 620V。
48、在制动运行时，直流电压的最低值应该不低于 620V，所以在此我们选择 UDL=620V。3.2 泵升电压控制电路29泵升电压检测和控制电路如图 3 所示，当电解电容 C 两端的电压 Uin 大于泵升电压下限 UDL 时，U1B 输出高电平，三极管 Q 2 导通，A 点电势变为高电平。如果电压继续上升，当 Uin 达到泵升电压上限 UDH 时，U1A 输出高电平，晶闸管 Q 3 导通，B点电势变为高电平，从而使三极管 Q 4 导通，经门极限流电阻 Rg 使 IGBT 导通，制动回路动作。当 Uin 下降至 UDH 与 UDL 之间时，由于晶闸管 Q 3 的作用，制动回路依旧导通。直至电压降至 U
49、DL 以下时三极管 Q 2 截止，A 点电势降至 0V，从而使晶闸管 Q 3 与三极管 Q 4 截止，最终切断制动回路。4 制动电阻的计算4.1 制动电阻最小值制动单元由制动电阻和制动功率管组成，构成的制动回路中，其最大电流受功率管 Q 1 最大电流的限制，最小制动电阻： (2)RBmin=UDL/IQmax UDL制动运行时，直流电压下限值 30IQmax制动控制功率管最大工作电流( 取决于所选功率管型号)4.2 制动电阻最大值4.2.1 根据变频器额定电流计算再生发电能量流回直流回路时，是通过逆变器的。电阻上流过的瞬间电流，一部分来自逆变器，一部分来自电容器，因此，通过逆变器的电流必然不大于电阻中流过的电流。若电阻上的瞬间电流不超过变频器的额定电流，那么对于变频器来说，肯定是安全的。电阻上的瞬间电流在直流电压处于上限时最大，按照欧姆定律得，制动电阻最大值：(3)RBmax=UDH/Ievf UDH制动运行时，直流电压上限值 Ievf变频器额定电流(取决于所选功率管型号)当选择制动电
