1、2011-2012 德州仪器 C2000 及 MCU 创新设计大赛项目报告题 目： 基于 TMS320F28027 的新能源可控整流与控制技术的研究与实现学校： 电子科技大学 指导教师： 陈勇 组别： （专业组） 应用类别： （先进控制类） 平台： （C2000） 参赛队成员名单（含每人的邮箱地址，用于建立人才库）：梁炯炯：代文平：周虎：视频文件观看地址（内含 PPT 原理讲解，实物介绍及结果分析）： http:/ 2006 号电子科技大学清水河校区研究院大楼 318 室收件人：梁炯炯联系方式：手机 18981973014 固话：02861830662题 目： 基于 TMS320F28027
2、的新能源可控整流与控制技术的研究与实现 摘要（中英文） 针对新能源能量随机波动的缺点及传统整流方式的不足，提出了基于 DSP 的新能源可控整流技术。首先分析了三相 PWM 整流器在旋转坐标系下的数学模型，然后针对其数学模型的耦合性，采用基于同步旋转坐标系下的电流前馈解耦控制，使解耦后的电流控制模型等效为无耦合的一阶环节，分别实现对有功电流和无功电流的独立控制；并采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)的控制策略，以TMS320F28027 数字信号处理器(Digital Signal Processing，简称 DSP)为控制核心实现了三相 PWM 整流器的电流解耦控制；最后通过仿真及实验平台验证了
3、系统方案的可行性。Abstract：Three-phase PWM rectifier of New Energy based on DSP has been put forward by the disadvantages of random fluctuation about New Energy and the deficiency of the traditional rectifier . the Mathematic model of three-phase PWM rectifier in the d-q rotation frames is analyzed at first
4、, to decouple the three-phase system , the current feed-forward compensation based on synchronous rotation frames was used , the current model decoupled was equal to one-order system and realized the separated control on the active and inactive current . The Space Vector Pulse Width Modulation ( SVP
5、WM ) scheme is applied into the control of three-phase PWM rectifier and decoupling control has been realized by DSP TMS320F28027 . The experimental results showed the feasibility of the design scheme of the system .1. 引言 进入21世纪后,全球范围内的能源短缺趋势越发明显，能源危机已经引发了一系列的全球问题，解决的途径只有一个，那就是以开发新的能源形式和新的节能技术相结合为基础
6、, 建立一个新型的清洁，安全，可持续能源系统。新能源因其无污、可循环再生、分布广泛等特性正被越爱越多的人所接受与认可，但其也存在能量随机波动的缺点：长时波动(昼夜或季节循环)，短时波动(小时级)和瞬时波动(秒级或更短)，具有间歇电源的不稳定性，因此如何实现新能源的整流仍是一大难题:传统的晶闸管相控整流器存在功率因数低、谐波大等缺陷；二极管整流器虽然输入电流的基波没有滞后，位移因数近似为 1，但谐波电流却很大。针对上述描述的问题，我们提出基于TMS320F28027的新能源可控整流与控制技术的研究与实现的设计方案，解决了传统意义上整流电路中存在谐波含量大、能量不能回馈和功率因数低等问题，为高效的
7、新能源转换与控制技术的突破提供技术报障。2. 系统方案 2.1 系统总体设计三相 PWM 整流器的结构如图 2.1 所示。本系统由进线电抗器、 MOSFET、检测电路、控制电路、滤波电路及负载等组成。三相变压器三相整流桥输出滤波D S P 控制A D三相电感交 流 检 测单 元直 流 检测 单 元A DS V P W M通 信 单 元驱 动 隔 离负载采样调理电路采 样 调 理 电 路光伏逆变光伏阵列图 2.1 系统整体框图在主电路的交流侧设置了四个霍尔电流传感器，采样两相网侧输入电压和两相网侧输入电压，直流母线输出端接一个霍尔电压传感器，采样输出电压。霍尔传感器采样信号经过调理电路再送到 D
8、SP 进行 A/D 转换，完成系统的控制部分。DSP 输出调制好的 SVPWM，经过隔离和驱动电路后，控制主电路的六路 MOSFET。DSP 控制子模块原理如图 2.2 所示。A 相电压信号 过零检测电路A 、 B 、 C 三相电压信号A 、 B 、 C 三相电流信号电压 、电流 d q变换电流内环 P I前馈解耦控制 ， 消去 d q变换中产生的耦合项直流侧电压给定值直流侧电压采样值电压外环P I 控制电流参考q 值标幺化后送给S V P W M 模块作调制波实际电流 d 值实际电流 q 值+-电流参考 d 值图 2.2 DSP 控制电路子模块原理框图2.2 三相 VSR 的控制策略 随着
9、PWM 整流器在高性能电力电子装置的广泛应用，为达到更高的性能要求，其控制策略的研究相继展开，主要围绕实现功率因数单位化、降低开关损耗、提高系统的动态响应和效率等几个方面进行。在三相 VSR 控制系统设计中，采用电流内环和电压外环的双闭环控制系统，电压外环的作用是控制三相VSR 的直流侧电压 ，以及给定有功指令电流 ；电流内环的作用使网侧电流dU*di跟踪指令电流，实现功率因数单位化或可控，如图 2.3 所示。整流器abcdqcubii过零检测aS V P W Mbcdq*au*L+-*dUd0qi i*duqduL电 网P I P I*i+-P I didiqiqq+图 2.3 三相 VSR
10、 的控制原理在三相 VSR 控制系统中，采用电流内环和电压外环的双闭环控制，已达到较好的控制性能。3. 系统硬件设计3.1 三相 PWM 整流器主电路结构及动作分析aebceLR1S35S4S62S1aSD2arLrC12DLR0图 3.1 三相 PWM 整流器拓扑结构三相 PWM 整流器主电路拓扑结构如图 3.1 所示，电路的左半部分为三相PWM 整流桥，右半部分为零电压开关电路（ZVS），并且在开关器件上都并联了缓冲电容。由于整流器的开关频率远远高于电网频率，因此在一个开关周期内可以认为整流器的输入电流和输出电流是恒定的，从而可以用恒流源 和 来表示输SIL入电流和输出电流，因此可用图 3
11、.2 作为图 3.1 的等效图。图 3.2 三相 PWM 整流器的等效图在图 3.2 中 、 、 分别代表整流的功率开关、续流二极管和缓冲电regSsD1rC容，由于三相整流桥的上下桥臂功率开关器件总有一方导通，所以 。srC31软开关部分包含了两个开关器件 和 ，两个二极管 和 ，谐振电感1aS21D2和谐振电容 、 。在软开关的结构中 是主谐振电容， 是辅助电容rL1rC2r 1rC2rC用于降谐振电感 的电流 反向。在主谐振电容 为零期间，三相桥的开关rLLri r器件进行动作，可以实现零电压操作，极大的降低了功耗。通过这个软开关结构可以将整流桥和辅助开关完全置于软开关的条件之下，同时能
12、够省去直流环节的滤波电容（电解电容），能够减小充电器的体积，并且对充电寿命的延长起到很大的作用。3.2 主开关器件驱动电路的设计驱动电路提供了主电路与控制电路之间的接口，它能按控制要求对开关器件施加开通或者关断信号，并使电力电子器件工作在较理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗。此外，一些保护措施也往往设在驱动电路中，或通过驱动电路实现。本设计的全控器件采用的是 MOSFET，开通时栅极电压不能超过 12V20V的范围，当栅极电压为 0 时，处于截止状态。我们选择 HCPL3180 搭建MOSFET 的驱动电路，其电路图如图 3.3 所示。N / C V C CA N O D E V oC
13、 A T H O D E V oN / C V E EG N D1 n f 1 u f1 5 V5 V1 n f 1 u f2 0 1 0 0 M O S图 3.3 MOSFET 驱动电路驱动器 HCPL3180 为 AVAGO 公司的高速光电耦合器，将 DSP 与强电部分（MOSFET）隔离开以保护 DSP，输出电流可达 2A，更好的优点是 HCPL3180输入侧不需要供电，HCPL3180 的输入驱动二极管最小电流 10mA，最大电流16mA，压降 1.5V，所以输入限流电阻取 100。门极电阻对开通影响较大，例如：开通损耗、MOSFET 电流尖峰（续流二极管的反向恢复电流）、 等，开通和
14、关断延时加大，对关断影响不明显，dtV驱动开通电压选择+15V，是为了降低饱和压降，减小通态损耗，驱动关断电压选择-5V 是为了使 MOSFET 关断更可靠，有利于防止误开通，减小关断损耗。3.3 电压及电流采样调理电路的设计电流和电压的检测均采用霍尔传感器，因为其输出的都是电压信号，所以电流和电压信号的处理可以使用相同结构的调理电路。采样调理电路如图 3.4 所示。图 3.4 采样调理电路在本整流器的设计中，需要采样两路交流电流信号和负载端的电压信号。对电流的采样，使用的是 L07P020D15 霍尔电流传感器；对电压采样，使用的是 BJHVS5-25A 霍尔电压传感器。无论为霍尔电压传感器
15、，还是霍尔电流传感器，其输出的均为弱电流信号，通过电阻 R50 转化成电压信号，经过电阻、电容组成的滤波器及同相比例放大器，将被测信号调理到 DSP 的 A/D 输入电压03.3V 内，再通过后端的钳位电路送至 DSP 的 A/D 输入端。3.4 辅助电源的设计在本设计中，辅助电源共用到 5 种规格电压，分别是3.3V、5V、15V，其中 3.3V 供给 DSP，可由 +5V 电压通过专用的电压转换芯片得到。+15V 应用在交、直流信号的采样调理电路和 HCPL3180 的电源以提供 MOSFET 开通的信号； -15V 主要供给用于霍尔传感器及调理电路； -5V 主要给 HCPL3180 供
16、电以提供 MOSFET 关断的信号。系统供电框图如图 3.5 所示。2 2 0 V变压器隔离 整流稳压 滤波+ 1 5 V / - 5 V4 路 M O S 驱动供电+ 1 5 V / - 1 5 V采样 / 调理电路供电+ 5 VL M 1 1 1 7 - 3 . 33 . 3 VD S P 供电图 3.5 系统供电框图MOSFET 的控制电源要求 4 路独立的高精度+15V 及-5V 电压，且纹波小，否则会引起 MOSFET 的误动作，损坏器件。本设计采用三端稳压器 LM7815和 LM7905 提供+15V 和-5V 电压，输出电压准确和稳定，达到很好的负载和线性调节效果，电源反应速度快
17、，输出纹波较小，工作产生的噪声低，驱动MOSFET 的效果好。3.5 过零检测电路的设计过零检测在系统中起了两个作用：1)测量电网电压的频率；2)提供电网电压初始相位时刻。这二者是实现系统输入电流跟踪电网电压并与之同频同相的必要条件，因此过零检测电路的设计是否合理非常关键。过零捕捉电路用于捕捉网侧交流电压过零点的时刻，其输出信号提供给 DSP 的 CAP1 端口。软件锁相环的中断程序通过计算两次脉冲的时间间隔而得到交流电压的频率和相位信息。此电路由文氏滤波电路、过零比较电路及调压电路构成。U aA G N D G N DL M 3 1 1A G N D G N DL M 3 1 1E c a
18、pR 1C 1R 2C 2R 3C 3R 4C 4图 3.6 过零检测电路文氏滤波电路基于谐振原理，使其对基波阻抗最小且无相移，包括低通滤波器、高通滤波器两部分。R1 和 C1，组成低通滤波器，该低通滤波器可以滤去电网输入信号中的高次谐波，使波形得到改善，但是又使相位产生了滞后，因此又引入高通滤波器 R2，C2 进行补偿。从电路中可以看出，该高通、低通滤波器拓扑结构完全相同，而且阻容对称分布，高通滤波器超前的相位就正好可以抵消低通滤波器滞后的相位，结果经两次滤波后，不但滤去了谐波，波形接近正弦，而且没有相移。为了得到更好的相位信号 R3,C3 与 R4,C4 同理。4. 系统软件设计详细介绍算
19、法设计与算法流程图（不得大量复制源代码）三相 VSR 的软件设计，主要包括主程序设计和中断服务子程序设计。它的主要功能是按照预定的控制策略对采集调理过的信号进行实时处理，调制成驱动 MOSFET 的六路 PWM 信号。主程序主要是完成运行前系统的初始化、资源配置和中断等待等操作，其流程图如图 4.1 所示。系统的初始化包括 CPU 初始化、外设中断扩展模块 PIE初始化以及 I/O 初始化。资源的配置主要完成中断控制寄存器和中断向量表的设置；子程序初始化包括 ADC 初始化、事件管理器的初始化；由图 4.1 可以看出，当有中断请求且该请求未被屏蔽时，程序转去执行相应的中断服务子程序，执行完后，
20、继续返回主程序循环等待。开 始系统初始化资源配置子程序初始化开 中 断中断等待图 4.1 主程序流程图EPWM 的中断子程序是整个三相 VSR 控制程序的核心所在，它主要完成交流输入相电压 、 和网侧输入电流 、 信号的采集、A/D 转化与处理、aebaib坐标变换、电压环和电流环的 PI 调节和矢量控制的计算，并根据控制值产生相应的 SVPWM，其流程图如图 4.2 所示。T1下 溢 中 断开 始保 护 现 场信 号 A/D转换 与 结 果 处 理3s/2r变 换返 回abe、去 耦 与 2r/2s信 号 A/D转换 与 处 理 结 果abi、3s/2r变 换输 出 电 压 Vdc调节d轴
21、电 流 调 节q轴 电 流 调 节SVPWM产 生恢 复 现 场E P W M 中断开始图 4.2 EPWM 中断服务子程序流程图SVPWM 被广泛应用于逆变器和整流器的控制，与正弦脉宽调 SPWM 比，它产生更少的输出电流谐波失真、更高的效率、更低的开关损耗，且更易于数字实现等。5. 系统创新我们提出的基于 TMS320F28027 的新能源可控整流器的设计，将软件与硬件相结合，实现了以下几个方面的创新：1 针对于传统的晶闸管相控整流器存在功率因数低、谐波大等缺陷提出 PWM可控整流，其具有较高功率因数，谐波成分含量低等特点，有效解决了传统晶闸管整流器中存在的问题。2 针对于传统的 PWM
22、整流器具有较高的开关损耗和噪声，我们将软开关技术运用电压型 PWM 整流器中,减小开关损耗、降低噪声。3 针对电流滞环控制开关频率不固定，电压空间矢量算法比较复杂等问题，提出基于旋转坐标系的空间电压矢量控制算法，使 PWM 输出为固定频率的控制信号。6. 评测与结论系统测试方法和达到的指标系统测试方法：在交流电路中，电压与电流之间的相位差( )的余弦被定义为功率因数，用符号 表示，在数值上，功率因数就是用有功功率除以视cos在功率所得到的比值，即 。对于线性负载组成的电路，如果加的电SP压是正弦的，产生的电流是正弦的；而功率因数在非线性负载的电路中，加上正弦电压后，它所产生的电流不是正弦的。然
23、而与网侧电压归结为同一个频率的周期信号。傅立叶级数分解如下： 1)sin(2nntII如上式，当 n=1 时，I 值为基波电流的大小；当 n 取其他参数值时，I 值都属于谐波分量。该谐波分量的电流有效值总和为： 2nHI根据正弦电路功率因数定义的公式： 111coscosIUIP其中， 为输入电流波形的畸变因数。在这里，为反映电流畸变程度，专门定义为总谐波畸变率(THD) 。%10ITHD称为位移因数。由上述公式可得，功率因数由输入电流波形的畸变因数cos以及位移因数 来决定。1cos图 6.1 不可控整流条件下 A 相电压电流波形(黄色为电流波形，蓝色为电压 )图 6.2 可控整流条件下 A
24、 相电压电流波形（黄色为电流波形，蓝色为电压）（1）结果分析：由图 6.1 与图 6.2 的对比可知，在不可控整流条件下，三相电流波形畸变，非正弦波型，在 PWM 整流模式下，电流波形调整为正弦波，且基本与电压波形同相，达到了预期的目的；图 6.3 可控整流条件下 A 相电压电流波形相位比较（2）结果分析：由图 6.3 可以看出 ， ，18360*5.951.08cos即本设计的系统其功率因素至少在 0.95 以上，接近单功率因数。图 6.4 不可控整流条件下直流母线电压波形图 6.5 可控整流条件下直流母线电压波形（3）结果分析：图 6.4 与图 6.5 可知，本系统直流母线输出电压可控，达
25、到预期目的，且 PWM 整流模式时在微妙级别才有少许毛刺，得到较好的电压波形。结论：本系统基本达到设计目标，使整流时网侧电流正弦化，实现单功率因素运行，但存在以下不足：1）由于时间限制,没有制作 PCB 进行统一制板，因此结果中出现很多高频噪声干扰。2）条件及时间有限，没有设计人机交互界面（按键、液晶显示等），给操作带来一定的不便。总结：在今后的学习科研中，我们会进一步完善该系统，提高其性能指标。经过这次竞赛，我们对 C2000（ TMS320F28027 ）开发平台有了更深的了解。 TMS320F28027 完全能满足先进控制技术的需求，特别是在电力电子、电机控制、新能源等领域。感谢各位评委老师，感谢 TI 公司!感谢电子科技大学能源科学与工程学院电力电子与先进控制实验室!附录能体现工作成果的实物照片等图图 1 总体运行图图 2 电感及电压传感器图 3 整流桥、直流母线电压传感器，滤波电容及负载图 4 独立电源（驱动电源）图 5 采样电路调理及电平转化电路图 6 处于运行状态的 28027 开发板
