1、 设计题1输入电压 AC110 220V 输入电压变动范围 90 240V 控制电路形式为它激式 采用UC3842为PWM控制电路 电源开关频率的选择决定了变换器的特性 开关频率越高 变压器 电感器的体积越小 电路的动态响应也越好 但随着频率的提高 诸如开关损耗 门极驱动损耗 输出整流管的损耗会越来越突出 对磁性材料的选择和参数设计的要求也会越苛刻 另外 高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料 整个电路的稳定性 运行特性以及系统的调试会比较困难 在本电源中 选定工作频率为85kHz 2 电路结构的选择小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路 使电源结构简单 工作可靠 成本低 与
2、单端反激式电路相比 单端正激式电路开关电流小 输出纹波小 更容易适应高频化 用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关电源的主电路如图6 1所示 图6 1单端正激式开关电源的主电路 单端正激式开关电源加有磁通复位电路 以释放励磁电路的能量 在图6 1中 开关管VT导通时V1导通 副边线圈N2向负载供电 V4截止 反馈电线圈N3的电流为零 VT关断时V1截止 V4导通 N3经电容C1滤波后向UC3842 脚供电 同时原边线圈N1上产生的感应电动势使V3导通并加在RC吸收回路 由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放 而不像一般的RCD磁通复位电路消耗在电阻上 因此可达到减少发热 提高效率
3、的目的 3 元件设计1 变压器和输出电感的设计依据UC3842应用方式 选定定时电阻RT 1 8k 定时电容CT 10 F 确定开关频率f 85kHz 周期T 11 8 s 设计单端控制开关电源时 一般占空比D最大不超过0 5 这里选择D 0 5 则TON T D 5 9 s 6 1 根据电源规格 输出功率 开关频率选择PQ26 25磁芯 磁芯截面积S 1 13cm2 磁路有效长度l 6 4cm 饱和磁通密度BS 0 4T 取变压器最大工作磁感应强度Bmax BS 3 0 133T 则电感系数A为 6 2 变压器原边线圈匝数N1为 6 3 式中 Ui为最小直流输入电压 交流输入电压的最小值约为
4、90V Ui 90 127V 得出N1 49 9匝 取50匝 原边线圈电感L AN12 11 1mH 副边线圈匝数为 6 4 式中 UDF为整流二极管V1上的压降 UL为输出电感L上的压降 取UDF UL 0 7V 代入式 6 4 得N2 10匝 副边线圈电感为L2 N22AL 444 H 6 5 开关管断开时 N1两端将会产生感应电动势 为了保证开关管正常工作 将感应电动势限制到e 300V 反馈电线圈向UC3842提供U 12V的工作电压 按电容C1上的电压UC 16V计算 以保证有足够的供电电压给UC3842 由N3 UC e N1可得N3 2 67匝 取3匝 变压器副边电流为矩形波 其
5、有效值为 6 6 导线电流密度取4A mm2 所需绕组导线截面积为1 77 4 0 44mm2 同样可选择原边绕组导线 原边电流有效值为 6 7 所需绕组导线截面积为0 354 4 0 0885mm2 选用截面积为0 09621mm2的导线 f0 41mm 取输出电感的电流变化量 IL 0 2Io 0 5A 则输出电感为 6 8 式中 U2为副边线圈最小电压 计算得 6 9 取UDF 0 5V Uo 3V 代入式 6 8 可得L 140 H 根据输出电感上的电流IL Io 所需绕组导线截面积应为2 5 4 0 625mm2 故选择截面积为0 6362mm2导线 f0 96mm 2 开关管 整流
6、二极管和续流二极管的选择由于开关管断开时原边线圈N1两端的感应电动势限制到eL 300V 交流输入电压经全波整流 电容滤波后 直流输入电压的最大值 6 10 所以整流二极管所承受的最高反向电压为 6 11 续流二极管所承受的最高反向电压为 6 12 流过整流二极管和续流二极管的最大电流为ID I2P Io 0 5A 6 13 得ID 2 75A 根据以上计算选择肖特基半桥MBR25120CT 平均整流电流为25A 反向峰值电压为120V 开关管选用MOSFET2SK793 漏源击穿电压为900V 最大漏极电流为3A 设计题2输入电压 AC85 265V 50Hz 图6 8120W 24V开关稳
7、压电源原理图 1 器件的选择根据设计要求选择TOP系列的TOP248Y作为开关器件 由于TOP248Y工作在输出功率的上限 电流设定在最大值 因此将TOP248Y的X端直接与源极相连 而过压值设定在DC450V 若输入电压超过此值 则TOP248Y将自行关断 直到输入电压恢复正常值时 TOP248Y自行恢复启动 频率选择端F也与源极直接相连 此时开关工作频率设定在130kHz 2 脉冲变压器的设计要求脉冲变压器的初级电感Lm中的电流与电压的关系为 6 14 式中 ULm为初级电感两端的电压 为开关脉冲宽度 脉冲变压器的初级电感值在300 3000 H之间 输出功率大的情况应取下限 反之则取上限
8、 变压器初级电感值不能太小 否则会造成TOP248Y中的功率MOSFET的漏极电流太大 使开关损耗增加 同时易造成过流保护动作 使电源难以启动 同样 初级电感值也不能太大 否则不能满足输出功率的要求 3 电源次级电路的设计次级电路设计主要是选择整流管和滤波电容 整流管的选择应根据输出电流和电压进行 其最大值的选择为IRLC 2Io 2 5 10A 6 15 6 16 6 17 式中 Uo为输出电压 Io为输出电流 Uimax为最大直流输入电压 Dmin为开关的最小占空比 n为脉冲变压器的变比 将Uimax 375V Uo 24V Dmin代入式 6 17 得到脉冲变压器的变比为n 4 此时脉冲
9、变压器的初级励磁电流为 6 18 此值远小于TOP248Y的漏极电流7 2A 电源次级整流管在输出电压较低的情况下 采用肖特基二极管以减小二极管的损耗 当输出电压较高时 则需要采用快恢复二极管 当开关频率较高时 应采用超快恢复二极管作整流管 以减小其反向电流对初级的影响 滤波电容C7的容量应满足输出电压纹波的要求 L1及C9应能有效地滤除开关过程所产生的高频噪声干扰 4 反馈电路的设计图6 8所示电路的反馈电路采用光电耦合器和可调式三端稳压器VS2以及R10 R11 R6组成的输出电压调整电路 R5为光电耦合器的限流电阻 在启动瞬间 检测光电耦合器输出电流 从而改变IC1控制端的电流 实现预调整 以确保电源在低电网电压和满载启动时达到规定的调整值 C11和R4 C4组成环路补偿电路
