1、11-2 一功率管，它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制？为什么？解：否。还受功率管工作状态的影响，在极限参数中， PCM 还受功率管所处环境温度、散热条件等影响。1-3 一功率放大器要求输出功率 P。= 1000 W，当集电极效率C由 40提高到 70时，试问直流电源提供的直流功率 PD和功率管耗散功率 PC各减小多少？解：当 C1 = 40 时， PD1 = Po/C = 2500 W， PC1 = PD1 Po=1500 W当 C2 = 70 时， PD2 = Po/C =1428.57 W， PC2 = PD2 Po = 428.57 W可见，随着效率升高， PD下降，( PD1 P
2、D2) = 1071.43 WPC下降，( PC1 PC2) = 1071.43 W1-6 如图所示为低频功率晶体管 3DD325 的输出特性曲线，由它接成的放大器如图 1-2-1（a）所示，已知 VCC = 5 V，试求下列条件下的 PL、 PD、 C（运用图解法）：（1） RL = 10， Q 点在负载线中点，充分激励；（2） RL = 5 ， IBQ同（ 1）值， Icm = ICQ；（3）RL = 5， Q 点在负载线中点，激励同（ 1）值；（4） RL = 5 ， Q点在负载线中点，充分激励。2解：(1) RL = 10 时，作负载线(由 VCE = VCC ICRL)，取 Q 在放
3、大区负载线中点，充分激励，由图得 VCEQ1 = 2.6V， ICQ1 = 220mA， IBQ1 = Ibm = 2.4mA因为 Vcm = VCEQ1 VCE(sat) = (2.6 0.2) V = 2.4 V， Icm = I CQ1 = 220 mA所以 ， PD = VCC ICQ1 = 1.1 W， C = PL/ PD = mW2641cLIP24(2) 当 R L = 5 时，由 VCE = VCC ICRL作负载线， IBQ同(1)值，即 IBQ2 = 2.4mA，得 Q2点， VCEQ2 = 3.8V， ICQ2 = 260mA这时， Vcm = VCC VCEQ2 =1
4、.2 V， Icm = I CQ2 = 260 mA所以 ， PD = VCC ICQ2 = 1.3 W， C = PL/ PD mW1562cLIP= 12(3) 当 R L = 5 ， Q 在放大区内的中点，激励同(1)，由图 Q3点， VCEQ3 = 2.75V， ICQ3= 460mA， IBQ3 = 4.6mA， Ibm = 2.4mA相应的 vCEmin = 1.55V， iCmax= 700mA。3因为 Vcm = VCEQ3 vCEmin = 1.2 V， Icm = iCmax I CQ3 = 240 mA所以 ， PD = VCC ICQ3 = 2.3 W， C = PL/
5、 PD = mW142cLIP6.26(4) 当 R L = 5 ，充分激励时， Icm = I CQ3 = 460 mA， Vcm = VCC VCEQ3 =2.25 V所以 ， PD = VCC ICQ3 = 2.3 W， C = PL/ mW5.172cmLIPPD = 22.51-7 如图所示为三种甲类功率放大器的输出电路，采用相同的功率管及 VCC值。设 VCE(sat) = 0， I CEO = 0，变压器是理想无耗的，试在同一输出特性曲线上作出各电路的交、直流负载线，并求这三种放大器的最大输出功率之比 。)cmax(L)bax()max(L:PP解：(1) 直流负载线方程 vCE
6、 = VCC iCRC，负载线 1CD，当 iC = ICQ 时， VCEQ = VCC ICQRC。 交流负载线中点过 Q，斜率为(1/ )， ， 2 L CL21/根据交流负载线 AB 得Icm = I CQ， Vcm = VCEQ = Icm LR代入 VCEQ方程中 Vcm = VCC IcmRC = VCC ICQRC = VCC 2Icm = VCC L2Vcm4解得 LCcmCcm3131RVIV，即 L2CLC)amx(L18312RVVPcmQDII所以 61D)ax(LCP(2) 交流负载相同，均为 CF ，为获最大输出功率， Q 处于交流负载线的中点，故Vcm = VCE
7、Q = VCC/2， LCQcm2RVI所以 ；L2Ccm)bax(L81IP L2CQDRVIP4D)bax(C(b)(3) 因为直流负载电阻为零，故直流负载线为 CG，交流负载线斜率为(1/ )的直线 MN，当 QC处于中点时，得LRVcm = VCEQ = VCC， LCQcmRVI所以，L2Ccm)cmax(L12RIP，L2CQDRIP21D)cmax(C(c)P所以 36:9421:8:)cmax()bax()ax(L :6:C(c)()C(a) 1-8 如图（a）所示为变压器耦合甲类功率放大电路，图（b）所示为功率管的理想化输出特性曲线。已知 RL = 8 ，设变压器是理想的，
8、RE上的直流压降可忽略，试运用图解法：（1） VCC = 15 V，5= 50 ，在负载匹配时，求相应的 n、 PLmax、 C；（2）保持LR（1）中 VCC Ibm不变，将 ICQ增加一倍，求 PL值；（3）保持（1）中 ICQ、 、 Ibm不变，将 VCC增加一倍，求 PL值；（4）在（3）条件L中，将 Ibm增加一倍，试分析工作状态。解：(1) 因为 VCC = 15 V， = LR50 ，负载匹配时， A3.0LCcmCQ1RI由此得知 Q1的坐标为Q1(15V，0.3A)， Q1点处于交流负载线 AB 的中点，其在坐标轴上的截距为 A(32 V，0)， B(0，0.6A)。由图可见
9、Icm = ICQ1=0.3A， Vcm = VCC =15 V此时， ， W25.1cmLmaxP5.4CQDIP，%50.42DaxLC .280LRn6(2) 是否变化没说明，故分两种情况讨论LR当 不变时，因为 ICQ增加一倍，因此， 已不是匹配值，其 1 LR交流负载线平行移动，为一条过 Q2点的直线 EF( 不变，斜率不变， ICQ增加， Q 点升高)L此时，由于 VCC、 Ibm、 都不变，其 PLmax亦不变，为 2.25 WLR(Ibm不变， Icm不变， Vcm不变)但 PD = VCC ICQ = 9 W C PLmax/ PD = 25%当 改变时，且 50 ，交流负载
10、线以 Q2为中心逆时针转动，但由于激励不变，输出将出现饱和失真。(3) VCC =30 V，交流负载线平移到 EF，静态工作点为 Q3，因为 Ibm不变，所以 Vcm不变， Icm不变，因此 PL不变， PL= 2.25 W，但VCC =30 V，所以PD = VCC ICQ = 9 W C PL/ PD = 25%(4) Ibm= 6 mA，以 Q3点为静态工作点，出现截止失真。1-9 单管甲类变压器耦合和乙类变压器耦合推挽功率放大器采用相同的功率管 3DD303、相同的电源电压 VCC和负载 RL，且甲类放大器的 等于匹配值，设 VCE(sat) = 0， ICEO = 0， RE忽略不计
11、。 （1）已LR知 VCC = 30 V，放大器的 iCmax = 2 A， RL = 8 ，输入充分激励，试作交流负载线，并比较两放大器的 Pomax、 PCmax、 C、 、 n；（2）L功率管的极限参数 PCM = 30 W， ICM = 3 A， V (BR)CEO= 60 V，试求充分利用功率管时两放大器的最大输出功率 Pomax。解：(1) 见表甲类 乙类7交流负载线Pomax W15212CmaxcmiVI W302121CmaxcmiVIPCmax 2Pomax = 30 W 0.2Pomax = 6 W(单管)C 50% 78.5%LR 302/omaxCV 152/omax
12、cVn 94.18LR 37.8LR(2)见表甲类 乙类Pomax W153021CMmaxoP5.A3V6081(BR)EOI所以 1maxoaP W45A3V6041CM(BR)EOmaxoIP105Comax所以 maxoP1-14 如图所示为两级功放电路，其中，T l、T 2工作于乙类，试指出 T4、 R2、 R3的作用。当输人端加上激励信号时产生的负载电流为 iL = 2sint（A） ，讨计算：（1）当 RL = 8 时的输出功率PL；（2）每管的管耗 PC；（3）输出级的效率 C。设 R5、 R6电阻不计。8解：T 4、 R2、 R3组成具有直流电压并联负反馈的恒压源，给T1、T
13、 2互补管提供克服交越失真的直流正偏压。(1) W16L2cmLIP(2) ，47.5)(CDVW74.2LDCP(3) %83.6)/(8.02/cm，1-16 试按下列要求画单电源互补推挽功率放大器电路：（1）互补功率管为复合管；（2）推动级采用自举电路；（3）引入末级过流保护电路；（4）采用二极管偏置电路。解：按要求画出的单电源互补推挽功率放大器电路如图所示。图中 T1为推动级，T 2、T 3、T 4、T 5为准互补推挽功率级，D 1、D 2为末级偏置电路，T 6、T 7为过流保护电路， C2为自举电容。91-17 两级功放原理电路如图所示。试：（1）简述电路工作原理；（2）已知 VCC
14、 = ，各管 VBE(on)相等，设各管基极电流不计，求EICQ5(ICQ6)及 kfv表达式。解：(1)T 1、T 2和 T3、T 4为复合管组成差分放大器，作为推动级。T 5、T 6为镜像电流源，作为差放级有源负载。T 7 T10准互补功放电路，D 1 D3为功率级提供正向偏置； R5、 R6电压串联负反馈，改善电路性能。(2) 通过 R1的电流 ICQ5 = ICQ6 = 0.5 IEE，1BE(on)E2RVI1065offRvk2-1 为什么谐振功率放大器能工作于丙类，而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类？解：因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路，该回路具有选频特性，可从输出的余弦脉
15、冲电流中选出基波分量，并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压，而电阻性输出负载不具备上述功能。2-2 放大器工作于丙类比工作于甲、乙类有何优点？为什么？丙类工作的放大器适宜于放大哪些信号？解：(1)丙类工作，管子导通时间短，瞬时功耗小，效率高。(2) 丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路，具有选频滤波特性，保证了输出信号的不失真。为此，丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号。2-4 试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率，集电极效率 。已知 VCC = 18 2)sat(CEL2o(VRP C)sat(E2VV， VCE(sat) = 0.5 V， RL = 50 ，试求放大器的
16、 PD、 Po和 C值。11解：(1) vA为方波，按傅里叶级数展开，其中基波分量电压振幅通过每管的电流为半个余弦波，余弦波幅度。)2(sat(CEcmVV其中平均分量电流平均值，)sat(LRI cmC01I所以 2)sat(CEL2o(VRVP()sat(CL2C0DIC)sat(EDo/VP(2) W24.1)(2sat(ELR7.)(2sat(C2oP%36.94/DoCP2-5 谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示，已知 VCC = 12 V， VBB = 0.5 V， Vcm = 11 V， Vbm = 0.24 V。试在特性曲线上画出动态线。若由集电极电流 iC求得
17、 IC0 = 32 mA， IcIm = 54 mA，试求 PD、 Po、 C及所需的 Re。12解：(1) V)cos24.05(cos1bmBEC ttVv 取 t0 ，30120，结果如下表t 0 30 45 60 75 90 120vBE/V 0.74 0.71 0.67 0.62 0.56 0.5 0.38vCE/V 1 2.47 4.22 6.5 9.15 12 17.5(2) mW384C0DIVP2971co%./Re = Vcm/Ic1m = 204 2-8 谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率 Po = 5 W。己13知 VCC = 24 V， VBB VBE(on)，
18、 Re = 53 ，设集电极电流为余弦脉冲，即iC = 00cosbmaxvti试求电源供给功率 PD、集电极效率 C。解：因为 VBB = VBE(on)，放大器工作在甲乙类，近似作乙类， mA43221eoc1mecmo RPIRI因为 ，Cax2C0ditiI，Cax2Cc 21dsiti所以 3.76c1m0I则 ，W63.C0DIVP%45/DoCP2-12 设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数，它们的输出功率 Po分别为 1 W 和 0.6 W。现若增大两放大器的 VCC，发现其中 Po = 1 W 放大器的输出功率增加不明显，而 Po = 0.6 W 放大器的输出功率增加明
19、显，试分析其原因。若要增大 Po = 1 W 放大器的输出功率，试问还应同时采取什么措施（不考虑功率管的安全工作问题）？解： Po = 1 W 的放大器处于临界或欠压状态，增大 VCC时，放大器更趋于欠压状态， Ic1m略有增大。因此 Po增大不明显。 （若 Po 需 VCC 同时 Re 或 VBB）Po = 0.6 W 的放大器处于过压状态， VCC增大，发大器趋于临界，Ic1m迅速增大，所以 Po 迅速增大。143-1 若反馈振荡器满足起振和平衡条件，则必然满足稳定条件，这种说法是否正确？为什么？解：否。因为满足起振与平衡条件后，振荡由小到大并达到平衡。但当外界因素(T、 VCC)变化时，
20、平衡条件受到破坏，若不满足稳定条件，振荡器不能回到平衡状态，导致停振。3-2 一反馈振荡器，欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏，从而引起振荡振幅和振荡频率的变化，应增大 和 ，为iosc)(VT)(T什么？试描述如何通过自身调节建立新平衡状态的过程（振幅和相位） 。 解：由振荡稳定条件知：振幅稳定条件： 0)(iAioscVT相位稳定条件： )(oscT若满足振幅稳定条件，当外界温度变化引起 Vi 增大时，T( osc)减小， Vi 增大减缓，最终回到新的平衡点。若在新平衡点上负斜率越大，则到达新平衡点所需 Vi的变化就越小，振荡振幅就越稳定。若满足相位稳定条件，外 界因素变化 osc T(
21、)最终回到新平衡点。这时，若负斜率越大，则到达新平衡点所需 osc的变化就越小，振荡频率就越稳定。3-3 并联谐振回路和串联谐振回路在什么激励下（电压激励还osc 阻止 osc 增大，15是电流激励）才能产生负斜率的相频特性？解：并联谐振回路在电流激励下，回路端电压 的频率特性才V会产生负斜率的相频特性，如图(a)所示。串联谐振回路在电压激励下，回路电流 的频率特性才会产生负斜率的相频特性，如图(b)所I示。3-5 试判断下图所示交流通路中，哪些可能产生振荡，哪些不能产生振荡。若能产生振荡，则说明属于哪种振荡电路。解：(a) 不振。同名端接反，不满足正反馈；(b) 能振。变压器耦合反馈振荡器；
22、16(c) 不振。不满足三点式振荡电路的组成法则；(d) 能振。但 L2C2回路呈感性， osc 1，组成电感三点式振荡电路。(e) 能振。计入结电容 Cbe，组成电容三点式振荡电路。(f) 能振。但 L1C1回路呈容性， osc 1， L2C2回路呈感性，osc 2，组成电容三点式振荡电路。3-6 试画出下图所示各振荡器的交流通路，并判断哪些电路可能产生振荡，哪些电路不能产生振荡。图中， CB、 CC、 CE、 CD为交流旁路电容或隔直流电容， LC为高频扼流圈，偏置电阻 RB1、 RB2、 RG不计。解：画出的交流通路如图所示。17(a)不振，不满足三点式振荡电路组成法则。(b) 可振，为
23、电容三点式振荡电路。(c) 不振，不满足三点式振荡电路组成法则。(d) 可振，为电容三点式振荡电路，发射结电容 Cbe为回路电容之一。(e) 可振，为电感三点式振荡电路。(f) 不振，不满足三点式振荡电路组成法则。3-7 如图所示电路为三回路振荡器的交流通路，图中f01、 f02、 f03分别为三回路的谐振频率，试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并画出振荡器电路（发射极交流接地） 。 解：(1) L2C2、 L1C1若呈感性， fosc f03，所以 f03 f01、 f02， L3C3 呈感性， fosc fosc f01、 f02。3-8 试改正如图所示振荡电路中的错误，并指出
24、电路类型。图中 CB、 CD、 CE均为旁路电容或隔直流电容， LC、 LE、 LS均为高频扼流圈。解：改正后电路如图所示。图(a)中 L 改为 C1， C1改为 L1，构成电容三点式振荡电路。图(b)中反馈线中串接隔值电容 CC，隔断电源电压 VCC。图(c)中去掉 CE，消除 CE对回路影响，加 CB和 CC以保证基极交流接地并隔断电源电压 VCC； L2改为 C1构成电容三点式振荡电路。193-9 试运用反馈振荡原理，分析如图所示各交流通路能否振荡。解：图(a)满足正反馈条件， LC 并联回路保证了相频特性负斜率，因而满足相位平衡条件。图(b)不满足正反馈条件，因为反馈电压 比 滞后一个
25、小于fVi190的相位，不满足相位平衡条件。图(c)负反馈，不满足正反馈条件，不振。3-13 在下图所示的电容三点式振荡电路中，已知 L = 0.5 H， Cl = 51 pF， C2 = 3300 pF， C3 =（12 250）pF， RL = 5 k， gm = 30 mS， Cbe = 20 pF， 足够大。 Q0 = 80，试求能够起振的频率范围，图中 CB、 CC对交流呈短路， LE为高频扼流圈。20解：在 LE处拆环，得混合型等效电路如图所示。由振幅起振条件知， (1)iLm1ngg式中 ，其中 。015.21Cn mS301pF320eeb2 grC，代入(1)，得 S4.Lg
26、由 ，得eoLRg k15.eo则能满足起振条件的振荡频率为 。rad/s109.26oeLQR由图示电路知， 。213C当 C3 = 12pF 时， C = 62.23 pF， rad/s102.7916omaxLC当 C3 = 250pF 时， C = 300 pF。可见该振荡器的振荡角频率范围 min max = (102.9 179.2) 106 rad/s，即振荡频率范围 fmin fmax = 16.38 28.52 MHz。3-15 一 LC 振荡器，若外界因素同时引起 0、 f、 Qe变化，设21， ， 分别大于 Qe或小于 Qe，试用相频特性分析振荡器ofe频率的变化。解：振
27、荡回路相频特性如图，可见：(1)当 时， ，且 ；o oscs oosc(2)当 时，设为 ， ；f(3)当 Qe增加时，相频特性趋于陡峭，f不变， osc f变化， Qe osc ， Qe osc。3-16 如图所示为克拉泼振荡电路，已知 L = 2 H， C1=1000 pF， C2 = 4000 pF， C3 = 70 pF， Q0 = 100， RL = 15 k， Cbe = 10 pF， RE = 500 ，试估算振荡角频率 osc值，并求满足起振条件时的 IEQmin。设 很大。22解：振荡器的交流等效电路如图所示。由于 C1 C3， C2 C3，因而振荡角频率近似为 rad/s
28、1052.84163oscLC已知 Re0 = oscLQ0 =16.9 k pF401k95.7/ eb2e0L CR，求得 .8212,C，0.2,132n .50LRn又 mTEQEeEi21 1. gVIrgC，根据振幅起振条件， 即 求得 IEQ 3.21mA，iLmng，)1(LTQnVI3-18 试指出如图所示各振荡器电路的错误，并改正，画出正确的振荡器交流通路，指出晶体的作用。图中 CB、 CC、 CE、 CS均为交流旁路电容或隔直流电容。23解：改正后的交流通路如图所示。图(a) L 用 C3取代，为并联型晶体振荡器，晶体呈电感。图(b)晶体改接到发射极，为串联型晶体振荡器，
29、晶体呈短路元件。3-22 试判断如图所示各 RC 振荡电路中，哪些可能振荡，哪些不能振荡，并改正错误。图中， CB、 CC、 CE、 CS对交流呈短路。24解：改正后的图如图所示。(a)为同相放大器， RC 移相网络产生 180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正：将反馈线自发射极改接到基极上。(b)中电路是反相放大器， RC 移相网络产生 180相移，满足相位平衡条件，可以振荡。(c)中放大环节为同相放大器， RC 移相网络产生 180相移，不25满足相位平衡条件，因此不振。改正：移相网络从 T2集电极改接到T1集电极上。(d)中放大环节为反相放大器，因为反馈环节为 RC 串并联电路，相
30、移为 0，所以放大环节应为同相放大。改正：将 T1改接成共源放大器。3-23 图（a）所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器，图（b）为采用晶体二极管稳幅的文氏电桥振荡器，试指出集成运算放大器输入端的极性，并将它们改画成电桥形式的电路，指出如何实现稳幅。解：电桥形式电路如图所示。(a)中灯泡是非线性器件，具有正温度系数。起振时，灯泡凉，阻值小( Rt)，放大器增益大，便于起振。随着振荡振幅增大，温度升高， Rt增加，放大器增益相应减小，最后达到平衡。(b)中 D1、D 2是非线性器件，其正向导通电阻阻值随信号增大而26减小。起振时，D 1、D 2截止， 负反馈最弱，随着振荡加强，二极管正向电阻减
31、小，负反馈增大，使振幅达到平衡。4-1 如图是用频率为 1 000 kHz 的载波信号同时传输两路信号的频谱图。试写出它的电压表达式，并画出相应的实现方框图。计算在单位负载上的平均功率 Pav和频谱宽度 BWAM。解：(1)为二次调制的普通调幅波。第一次调制：调制信号： F = 3 kHz载频： f1 = 10 kHz， f2 = 30 kHz第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频 fc = 1000 kHz 上。令 = 2 3 103 rad/s1 = 2 104 rad/s2= 2 3 104 rad/sc= 2 106 rad/s第一次调制： v1(t) = 4(1 + 0.5cost
32、)cos1tv2(t) = 2(1 + 0.4cost)cos2t第二次调制： vO(t) = 5 cosct +4(1 + 0.5cost)cos1t + 2(1 + 0.4cost)cos2t cosct27= 51+0.8(1 + 0.5cost)cos1t + 0.4(1 + 0.4cost)cos2t cosct(2) 实现方框图如图所示。(3) 根据频谱图，求功率。 载频为 10 kHz 的振幅调制波平均功率 1Vm01 = 2V， Ma1 = 0.5 W5.4)21(W2a0av101m01 PP； f2 = 30 kHz 2Vm02 = 1V， Ma2 = 0.4 08.1)2
33、1(5.021a0av2m0 MPP； 主载频 fc = 1000 kHz 3Vm0 = 5V W5.120m0P总平均功率 Pav = P0 + Pav1 + Pav2 = 18.08 WBW AM 4由频谱图可知 Fmax = 33 kHz得 BWAM = 2F = 2(1033 1000) = 66 kHz284-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知 c(1) v(t) = 5costcosct(V)；(2) v(t) = 5cos(c+) t；(3) v(t) = (5 + 3cost) cosct。解：(1) 双边带调制信号(a)；(2) 单边带调制信号(b)；(3) 普通
34、调幅信号(c)。4-6 何谓过调幅？为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅？ 答：调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅。因为双边带和单边带调制信号已经将载波信号抑制，故均不会产生过调幅。4-8 一非线性器件的伏安特性为 0Dvgi29式中 v = VQ十 v1 v2 = VQ V1mcos1t V2mcos2t。若 V2m很小，满足线性时变条件，则在 VQ V1m/2、0、 V1m三种情况下，画出g(v1)波形，并求出时变增量电导 g(v1)的表示式，分析该器件在什么条件下能实现振幅调制、解调和混频等频谱搬移功能。解：根据伏安特性画出增量电导随 v 的变化特性 g(v)如图
35、所示。(1) 时，画出 g(t) 波形如图所示。1mQ2V30图中通角由 求得，21cosmV3D301dgtg)3sin(2cos13Dntn tgtgn11co)i()( (2) VQ = 0 时，画出 g(v) 的波形如图所示。 )12(cos)()12 )32)(DD1 tngttKtn (3) VQ = V1m， g(t) = gD，如图所示。可见，(1)、(2)中 g(t) 含有基波分量，能实现频谱搬移功能，而(3)中 g(t)仅有直流分量，故无法实现频谱搬移功能。为实现消除一些有害无用的组合频率分量，使输出有用信号的质量提高，在实现频谱搬移功能时，应遵循有用信号较弱，参考信号较强的原则。调制时： v1 = Vcmcosct(载波)， v2 = Vmcost(调制信号)解调时： v1 = Vcmcosct(参考信号)， v2 = Vsm(1 + Macost)cosct(调幅信号 )混频时： v1 = VLmcosLt(本振信号)， v2 = Vsm(1 + Macost)cosct(调幅信号 )4-9 在如图所示的差分对管调制电路中，已知 vc(t) = 360cos10 106t（mV） ， v (t) = 5cos2 103t（mV） ， VCC = VEE= 10 V， REE =15 k，晶体三极管 很大， VBE(on)可忽略。
