1、有源箝位正激变换器的设计程序概述：UCC2891 电流型有源箝位 PWM 控制器提供了一个高度集成特色的控制器,专为有源箝位正激或反激变换器的精确控制服务。UCC2891 的数据包含了精确设置 IC 所必须的全部细节。当然，这些有效的设计考虑及培训主要在有源箝位的功率级。它规定要预先设置好控制 IC，本文使用有源箝位正激拓朴作实例，箝位部分，功率级和控制环路补偿在随后都作细节描述。1简介：单端正激变换器是单或多电压输出,功率在 50W500W 范围的一种通用选择。有几种广泛使用的实现变压器复位技术。有源箝位的方法是既简单又有最佳性能的方法。ZVS（零电压开关）低的开关电压应力，扩展出占空比范围
2、, 以及减少了 EMI。组合在一起有效地改善了效率。综和这几个因素考虑都将是选择有源箝位技术。但有源箝位的缺点之一就是需要精密的占空比箝制,如果没有箝住一些最大值，增加的占空比可能会导致变压器的饱合或主功率 MOSFET 上的附加电压应力,这可能会导致灾难性损坏。另一个缺点是需要对同步延迟时间的先进的控制技术。在主功率 MOSFET 与箝位 MOSFET 栅驱动之间的时间延迟。UCC2891 系列的主要特色之一就是提供驱动一个 P 沟 MOSFET（低边）或一个 N 沟 MOSFET（高边）的能力。主功率开关和箝位开关之间的时间延迟的调整使过去使用有源箝位技术时的缺点在 UCC2891 用作控
3、制 IC 时已不存在了。对任何电源设计，满足设计规范小心地设计功率级控制环路。及最终设置 PWM 控制器都是成功的关键。对于有源箝位正激拓朴要有一些附加考虑，这将在下面的设计实例中讨论，此例用了简洁明快的 UCC2891 PWM 控制 IC。设计功率级,箝位级,控制环以及 PWM 的设置正如理论研究一样,都是 ZVS 所固有的，它适用于UCC2891/2/3/4 及 UCC2897。2有源箝位开关工作的基本原理：在设计功率级之前，了解有源箝位的基本时序原理是很重要的，参看6和7, 这里有八个阶段，深入地钻研有源箝位的电流交换，用低边有源箝位结构作为例子，完整的开关周期 t0 t4 可以简化并表
4、述出四个性质不同的开关过程。如图 1图 4。2.1 t0-t1 功率传输在此阶段功率由主开关传输至二次侧,此时 Qmain 导通,在此条件下刚好在 ZVS 条件下导通。因其体二极管先前已经在导通状态（见图 4）初级电流通过 Qmain 的沟道电阻。而且变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。在二次侧，正向的同步整流 Qf 导通，并且流过整个负载电流。在先前状态，负载电流是流过同步整流 Qr 的体二极管。所以 Qf 是硬开关状态的开启损耗的。2.2 t1 t2 谐振状态：这是整个开关周期中出现的两个谐振状态的第一个，在此状态 QMAIN 在 ZVS 状态下关断，初级电流仍旧连续地通过 CcL
5、 流过 DAOX,QAUX 必须是 P 沟道 MOSFET（对低边箝位） ，由于此时二次负载电流流过回流 MOS。此时无折射到一次侧的电流。所以仅有流过 DAUX 的电流为变压器的磁化电流。因此 QAUX 二级体最大的损耗很小，并且给出了 QAUX 的 ZVS 状态开启的条件。Q MAIN 关断和 QAUX 开启之间的延迟时间即谐振周期是已知的。这是识别有源箝位同其它单端变压器复位方式的主要方法。在二次侧 QF 是在硬开关方式下关断的，整个负载电流却是通过 DR 的。对大电流输出的应用。DR 的导通损耗，成为整个功耗的主要部分，也是限制工作频率进一步提示的关键因素，当然 DR 的导通对 QR
6、在 ZVS 状态下开启仍是必要的，虽然对自偏置同步整流不可能支掉它，但 仍要尽量减小 DR 的导通时间，令其接近为 0，但还要保持 QR 为 ZVS 导通。2.3 t2 t3 有源箝位：这是有源箝位状态，此时变压器初级复位，虽然图 3 的等效电路示出初级电流返转，变压器从正向至负向的电流流向实际都是锯齿状，当磁化电流达到正向峰值时，又回到原状态，从 0 反向升起。在初级侧，QAUX 现在在不同的输入电压 VIN 和箝位电容电压值之间完全地导通且加到变压器初级侧 , QAUX 在磁化电流流过时公有很小的导通损耗.而在二次侧 QR 则流过整个负载电流 ,有较高的导通损耗.2.4 t3 t4 谐振状
7、态：这是一个完整周期中出现的第二次谐振状态,在此状态下, QAUX 在 ZVS 状态下关断,初级电流仍旧反向流动,只不过是通过 QMAIN 的体二极管 DMAIN 初级电流是负向的,但在此期间 ,此电流方向将要反转(已经很小). QMAIN 的体二楹管开始导通,来为 QMAIN 的导通设置 ZVS 导通条件,这在 4.4 节中会进一步描述.而在二次侧,DR 刚好在导通状态下让 QR 关断,因此 QR 在 ZVS 状态下关断,但与之相象 t1 t2, 根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗.在t4 完成时,开关周期又返回 t1 t2 根据经验,不可免地因体二极管导通出现功耗。在 t4 完成时,
8、开关周期又返回t0 -t1 状态。3.设计规范:采用 UCC2891 有源箝位 PWM 控制器设计一个 100W 正激变换器，给出 3.3V 30A 的输出,变换器必须工作在通讯用的输入电压范围 36VVIN72V,一些关键电气设计描述见表 1，结构设计为工业标准的半砖尺码。表 1.UCC2891 设计实例规范.4.功率级设计:一个顶级的基本组件组成的有源箝位正激变换器功率级电路示于图 5.有源箝位功率级由辅助开关 QAUX,箝位电容 CCL 组成,由于 QAUX 的参数为初级地,这应参照低边箝位方法,有源箝位组件的细节描述见 4.3.对 3.3V 输出 30A 电流,同步整流用在输出级以保持
9、高效率 .为简化设计采用自偏置同步整流,两支功率 MOSFET为整流的 QF，回流的为 QR.。功率级设计从选择二次侧输出组件开始.4.1 输出功率级设计:正激电路使用第三个复位绕组时通常最大占空比限制于 50%而 RCD 箝位及谐振复位的正激变换器可以略微超过 50%.而有源箝位复位可将最大占零比推向 60%甚至 70%。 （特别在低压应用时） 。在本例中,最大占空比在 36V输入时定为 60%,在 72V 输入时大约为 30%.输出电感 L0 可以用给出的允许的最大电感纹波电流 I 来计算。4.1.1 输出电感:假设峰峰电感纹波电流为最大输出电流的 15%，法拉弟定律（1）可用来求解将结果
10、化整，减小纹波电流，即加大感量，允许纹波电流大就减小感量，要考虑到，作为IC0 若允许增加，则 RMS 纹波电流在输出电容处增加，如输出滤波所描述的任何开关损耗，当决定选择 L0 值时，必须看到这一点。对于本设计，流行的（OTS）方式是磁材使用要有低矮的结构，以及可重复设计的特性。或者选 Pulse 公司的PA0373，其规格为 30A，2uH 感量。饱合电流为 35A,PA0373 还包括 1:4 的耦合绕组,它适于用作初级的自举偏置电压。用(3)式计算IL0,用于反回计算,代入 2uH 感量.一个 4.2APP 传输 14%的总负载电流。它比容许的电感纹波电流更可以接受，用（5）式最大 R
11、MS 电感电流算出为30.1A RMS.它基本等于最大负载电流.尽管对更高的IC0, 这个计算也能确保输出电感不会工作在饱合区.4.1.2 自举偏置源:在自由运转阶段，当 QR 导通时,则跨过输出电感上的电压即是输出电压,由于 PA0307 使用的匝比为 1:4 的耦合绕组,这样给出自举电压 VBoot 为:求解(6)式:VBOOT = (NBOOTV0)-VD(Boot) (7)用(7)式, 设肖特基二极管正向 VF 为 0.5V 对 VD(Boot)其值为 12.7V, 对不同的 VOUT, VBoot 会不一样, (6)式重新安排以解决不同的匝比得到不同的 VBoot.VBoot = (
12、43.3V)-0.5V= 12.7V (8)耦合绕组的技术见图 7, 在正常工作条件下, 工作很好, 但要注意 VBoot 取决于 VOUT, 在不正常工作时, 如过流短路等 VOUT 就不正常, 会导致变换器工作在打呃状态, VBOOT 也会降到 PWM IC 的欠压锁定状态之下,如果 PWM IC 必须保持全部功能（在故障时）若 VOUT 失去稳定，此时则另要偏置源，令其保证 VBOOT 在 UCC2891 的欠压锁定 值之上。从 UCC2891 的数据表中，知道起动电压为 12.5V 最大起动电流为 500uA, 这个信息可用于设计 VBOOOT 电容，见（9）式：将已知数据代入，得：C
13、Boot = 10uF (10)4.1.3 输出电容：输出电容的选择基于许多实用要求，诸如成本，几何尺寸。功能及可能性。此例取决于最小输出电容要允许输出纹波电压小于输出电压的 1%，或为 33mV, 掌握了电感纹波电流，最小输出电容可由（11）或计算（12）式得出。由(2)式给出的值仅是确保输出纹波的最小值。最终选择值还要参照 Resr (OUT)及瞬态响应。限 33mV 纹波。输出电容的 Resr 要小于（13 ）式，由（14）式给出。如果瞬态响应是一个设计考虑, 那么输出电容的选择就能从所要求的瞬态电压过冲值得出. V0S 为过冲电压, 它在输出负载电流变化的范围内不得超出允差。用电感能量
14、及电容能量的 交互可计算出，见(15)式:对负载的变化从 50%到满载, 限制瞬态电压不超过输出电压的 3%,则 C0 计算出为 672uF,示于(16) 式:两个 330uF/ 6.3V 的 POSCAP 电容并联，再加一支 10 uF 瓷片电容就能很好地满足瞬态特性.小尺寸,低成本的要求。6TPD330MPOSCAP 为三洋公司产品, ResR 为 10 m,最大纹波电流为 4.4ARMS.从(15)式,注意 C0 正比于 L0,它还取决于 fsw 及IL0, 作为一点注意，:这是一个交互功率级，为此目的的一个理由，纹波的对削效应减小了IL0，容许更高频率工作 ,它可减小 L0 一个更小值
15、的 L0,会导致更小的 C0 值, 还大大减小了L0,。C0 的时间常数，功率级就会有更快的瞬态响应，为应用象中间总线变换器, 瞬态响应可以更少.。C 0 可选择得更少，只一个电容即可。4.1.4 同步整流:选择合适的功率 MOSFET 作自偏置同步整流应用有很多考虑。在自偏置应用中,MOSFET 的栅源电压理想状态系直接接在变压器二次绕组处。结果是栅压不是稳定的,它随输入电压,变压器的复位电压,变压器初次级匝数比变化.如果输入电压高过 2:1,自偏置方式就不能选用。就要用控制驱动的解决方案。为此,一个好的着眼点,为通过计算确定变压器的变比,根据输入电压的范围,改变同步整流栅驱动电压可以计算出
16、来，根据伏秒积平衡原理,在输出电感处可得到最小的二次电压 VS(min)由(17)式给出:由 QMAIN 的上升,下降时间及延迟时间尚不知晓 ,最坏情况下，为总周期的 3%,可起始设定用来解决问题见(18)式:已知最小输入电压,作为(18)式结果,现在可以用计算初级到次级的变压器变比 ,由(19) 式给定.将匝比化成整数为 6, 假设二次最低电压大于(18)式的结果, 正如上面提到的, 同步 MOSFET 的栅源电压是不稳定的, 所以下步要决定在整个输入电压范围内在匝比为 6 时每个 MOSFET 的栅压为多少.QF 的 Vgs 的变化正比于输入电压除以变压器匝比, 对于 36V72V, QF
17、 栅压的弯化为 6V12V,这对标准 MOSFET足够用了, 对 QR 栅源电压希望由变压器的复位电压除以匝比,对有源箝位拓朴,复位电压因为不是线性的,在 4.3 节会进一步讨论, 对 VIN36V72V, QR 的栅源电压在 8V5V 之间.选择合适的 MOSFET, 还取决于已知的均方根电流及最大漏源电压, 从图 5 中等级电路, QF 的 Vgs 与 QR 的 VDS 相同,而 QR 的 Vgs 与 QF 的 VDS 相同,因此,要对每个 MOSFET 的 Vgs 是多少要分别计算, VDS 是已知的.参照电感电流波形,见图 6, QF 及 QR 的峰值电流分别计算出:QF 必须经得起峰
18、值电流,由(20)式定义的是均方根(RMS) 电流,由(21) 式定义,在功率传输阶段:传统上,回流 MOSFET QR 在有源箝位的复位阶段必须能流过(22)式给出的最大 RMS 电流.由于占空比接近 0.5,最大 RMS 电流接近相等,所以可以选用同型号的 MOSFET 使用作为 QF 及 QR,计算的参数列于表2 中.在有源箝位正激变换器在接近零电压时关断, 而在开启时, QF 有开启损耗, 但 QR 系在 ZVS 下开启,由于很高的平均电流流过, MOSFET 要有极低的导通电阻。当然, QF 还有开关损耗.所以不能只顾低导通电阻, 还要考虑栅驱动电荷的大小。HAT2165 器件 ,R
19、DS(ON)及 Qg 分别为 2.5M 及 8M,Vgs 为 12V, 最大范围为 HAT2165 VDS=30V, Vgs=20V, ID=55A,器件为薄形 LFPAK 封装 .为导热增强型的工业标准 SO-8 封装.结到环绕的热阻为 60/W,当 LFPAK 安装在40mm*40mm 1 OZ 原的铜箔上时,环绕温度为 40,最大允许结温为环绕温度的 2.5 倍,最大功耗由(23)式给出.迅速计算出整个功耗,将用于决定要几个 MOSFET 并联,为了保持最大功耗，1.25W 的能力不得超过。4.1.4.1 QF 功耗计算:整流 QF 功耗计算的全部都是在最坏条件下, Vin 最低执行.最
20、大占零比,最大输出电流 I0，对(26)式的开关损耗,上升时间 Tr(QF)可由 (24)式近似，假设变压器绕组及 QF 栅之间的串入电阻小于 3,最小 VIN 时 Vgs 为 6V, 从制造商给的数据, 栅充电电荷 Qg 对 HAT2165 约 80nc, 因为其 ZVS 关断 ,下降时间略去。由于 QF 同步整流关断时接近 ZVS, 关断时有一些体二极管的导通损耗, 仅用于估计，最坏情况体二极管导通时间50ns 用于 (27)计算为 :流过 MOSFET 信道的导通损耗由(28) 式给出此外还有一些小的附加损耗，如 MOS 栅的光放电等,但在自偏置时间步整流的多数损耗已标出,对用控制方式驱
21、动同步整流，这些相同的损耗由驱动器件付出，会大一些的。例如:栅充电损耗因些会忽略不计.最大功耗对 QF HAT2165 LFPAK,估算如下:2.54W 的功耗,将导致 192结温, 远远超出 150的极限,所以 QF MOSFET 需保持 112以下,(31)式给出.为更高的设计安全, QF 数应加多 , 但因其仅超出一点.所以 QF 采用两支并联, 再有当两支 MOS 并联时, 整个导通电阻减少了。而所需栅驱动电荷增加了.因此,在某些情况下并联 MOS 的整个功耗可能会增加, 此时每个器件功耗减小, 一个更好的解决方法可以用重新计算(24)式到(30)式来核准并联的 MOS 数量。4.1.
22、4.2 QF 功耗计算:回流 QR 的全部计算也要在最坏情况下, 它为最高输入电压 Vin，最小占空比 D 及最大负载电流 Io 的时候.由于 QR同步整流在 ZVS 状态下开启,关断,可忽略开关损耗。无论怎样还有比 QF 情况更糟糕的体二极管导通损耗.若仅仅以估算损耗为目的，在最坏情况下体二极管导通时间为 150ns,由(32)式估算出:导通损耗由 RMS 电流流过 MOS 的信道电阻，由(33)式给出:对单个 QR，最大功耗估计, HAT2165LFRA MOS 由(35) 式估出:QR 并联数目需令其保持 112以下结温,由(36)式限定:在同步整流中，体二极管导通损耗是功耗的第二大来源
23、；在自偏置驱动应用中,体二极管导通时间（QR）变化是很大的.因此,需小心设计,采用三支 MOS 并联在 QR,这就可以增加导通时间,或者略增加一点开关频率到 300K HZ,结果都会增加 QR 的功耗.4.2 功率变压器的考虑为简化分析 PA0810 OTS 平板变压器作为结构选择，它可以给出 140W 的功率，并且高度低于 10mm。PA0810 对模块电源应用是一个很好的选择，因其需要薄形的无源组件。PA0810 使用两个初级绕组，每边 6 匝及两个单匝的二次绕组，由（19）式决定，匝比为 6，保持初级为两个绕组，以并联方式工作，两个次级绕组也并联，这减少了直流电阻约 50%，也就大大减少
24、了导通损耗。由于 PA0810 是平板变压器系列的一个部件，它的设计及结构对所有场合不都是最佳化的。许多应用都可从 OTS变压器方案中选择，象如此小的尺寸、少的匝数，还包括了两边的隔离，有很高的效率。在 300KHz 之下，变压器损耗主要是磁芯的，通过变压器磁芯的 BH 曲线变化磁密的浪涌出现这些损耗（磁滞） ，此外还有传导损耗，在均方根电流流过平板绕组时，磁密变化 ，由（37）式决定，与 PA0810 磁芯几何面积有关。（38）式结果可加入（39）式中，可确定磁芯的损耗。铜损是 RMS 电流流过初级绕组、次级绕组造成的，二次侧平均电流由先前的（ 21）式定义，初级的平均电流由（42）决定，它
25、由磁化电流（40）和峰值电流（41）组成。从制造商的数据表中，变压器初级及次级绕组（两并联）给出 11.25m 和 0.875m，这些数据现在可用于已知变压器的 RMS 电流，来计算由（44）式给出的导通损耗最大变压器损耗可由（45）式计算Pr = Pcore+Pcu = 0.98W+0.69W=1.67W (45) 从制造商给出的温度曲线可以得出，变压器 1.67W 的损耗能造成 40的温升。因此，预测变压器最大温度在80左右。由（46）式给出，TT(pwr) = TT(pwr) +TA = 40C+ 40C = 80C (46)4.3 有源嵌位电路从图 5 中，无论什幺时间，Q AUX 只
26、要处在导通状态，嵌位电压与输入电压之差就加到变压器的磁化电感上，这是变压器重置时期。对于低边嵌位，Q AUX 必须是 P-MOS 器件，因为体二极的方向。更有价值的是 QAUX 的体二极管仅流过变压器磁化电流，它有很小的平均值（相对折射的负载电流而言） 。因此，选择一个低栅电荷 MOSFET 是最主要考虑的，低的 RDS（ON） 仅是第二步考虑的。Q AUX 还必须能承受全部的嵌位电压（图 8 给出） ，在此应用中选择了IRF6216。不计漏感的影响，对低边的传输功能嵌制可以直接由伏秒积平衡原理来求解：D.Vin=(1-D)VCL-(1-D) Vin (47)简化（47）式，得出嵌位电压等式：
27、这是一个很有趣值得注意的，传输函数在（48）式中给出，与非隔离的 BOOST 转换，两者是相同的传输函数，这就是为什么低边嵌位可以参照 BOOST 型的嵌位。(48)式的结果描述了输入电压和嵌位电压之间的传输函数。无论怎样，注意到在图 1 中，无论 QAUX 何时导通，嵌位电压总是直接加到 QMAIN 的漏源之间，而与变压器初级磁化电感无关。因此（48）式可以扩展并写成包含 QMAIN 源漏电压应力的等式：在变压器重置时期，变压器初级的极性反转,此时，加到初级绕组的电压为：Vreset=VCL-VIN (50)如果从（48）式表示的 VCL 代入（50）式并化简，传输函数与输入电压和重置电压相
28、关如下式：进一步单端正激变换器的占空比 D 可定义成输出电压与输入电压之比再乘以变压器的变比。将（52）式代入（49）和（51）式可简单地给出 VCL 及 VRESET 公式，由 VIN、VOUT 及 N 表示，见（53）及（54）式。（53）式和（54）式的结果现在可用于图说明嵌位电压变压器重定电压随输入电压的变化关系（要固定输出电压及变压器的变比 N） 。对输出电压用 4V（3.3V 加一些压降） ， （53）的图标结果如图 8 所示，图 8 中还示出改变变压器变比对初级 MOSFET 的源漏电压应力的影响。图 8 展示出 QMAIN 电压应力在最小输入电压（最大占空比 D）的急剧的变化，
29、基于此因，UCC2891 如图 10 所示。提供一个精密嵌制最大占空比的能力。随之后果是一个具破坏性的电平会加到初级 MOSFET 或有一个规定最大MOSFET 电压的比率。图 9 展示出典型正激变换器工作在整个工作电压范围内的状态。匝比为 N=6，加到 QMAIN 的源漏的最大电压为 110V，MOSFET 电压在图 8 中由嵌位电容 CCL 给出嵌位电容必须选择合适，以承受整个嵌位电压加上任何附加的额定电压。选择了 6 的匝比后，变压器重定电压 VRESET 由（54）式给出，也能用随输入电压变化的曲线表示如图 9。4.3.1 低边嵌位的栅驱动因 QAUX 已经被确认，它必须是接地参考的
30、P 沟 MOSFET，需要负向的栅驱动电压才能令其导通，当然UCC2891 不会产生负电压，这要外加栅驱动电路应用到低进嵌位，P-MOSFET 可以直接如图 10 所示的方法来驱动。首先 UCC2891 的 AUX 输出变高，肖特基二极管 DAUX 会正向偏置，电容 CAUX 被充电到-V AUX 伏特，然后电容放电（通过 RAUX） 。如果 RAUX 和 CAUX 的时间常数大于 PWM 的周期，则 CAUX 上的电压仍旧相对恒定，且使 QAUX 栅到源的电压峰值为 0V，因此， VAUX 有效地移到了地电平之下，而能以负电平驱动 P 沟 MOSFET，Q AUX：CAUX 的值由 RAUX
31、=1K 及下面公式求出4.3.2 选择嵌位电容对于嵌位电容选择，第一个考虑的是要知道怎样合适的电压比率才能盖过整个 VIN 的范围（见图 8）嵌位电容的值最主要的选择是基于可允许的纹波电压总量。再有，假定此电容要足够大，嵌位电压才能近似象一个恒压源一样。当然，根据（53）式 VCL 由随着输入电压的变化而变化，无论怎样一个线性瞬态或突然的占空比变化都要计及进去。它要取一个对嵌位电压有限的时间总量，因此，变压器重定电压与之相应。更大的电容值会导致较小的电压纹波，但又会引入对瞬态反应的限制，较小的电容值有较快的瞬态反应，但会导致更高的电压纹波，理想状态，嵌位电容选择得要允许一些电压纹波，但不能太多
32、，以增加 MOS 源漏电压的应力，给 QMAIN 允许大约 20%的电压纹波以加到紧靠近 QMAIN 的 VDS。一个简单估计 CCL 办法。它的谐振时间恒定要大于最大关断时间。附加因素诸如功率级时间常数，控制环的带宽，也会影响瞬态.这就接近（57）式的状况。确信瞬态性能不能被折中的，至少从有源嵌位电路观点：求解（57）式，求出 CCL 再乘以 10 倍的因子。设（57）式保持真实， （57）式可写成（58）式，表示 CCL 由已知项表示，有：一旦 CCL 由（59）式算出，最终的设计值可以在嵌位电容上的纹波电压在电路中测出以后再稍微改变一点。4.4 初级 MOSFET （Q MAIN）的选择
33、由于嵌位电压已经由（53）式决定，主功率 MOS QMAIN 的源漏电压应力已经知道。图 8 示出在整个输入电压范围的最大电压应力为 110V。再有， QMAIN 的漏电流由（41）及（42）式也已经知道。最大均方根电流出现在最低输入电压和最大负载电流时， （42）式给出为 4.42A。因此，选择 150V VDS。I DS 至少 6.45A 的范围，确保电流会有 35%的设计余量。这个 Si7846DP 可选用，它是 150V 6.7A N-MOSFET。为增强散热型的 SO-8 封装。从制造商的资料表中，整个栅电荷为 35nc，导通电阻为 41m（在 12V 栅压时） 。使用 IPRI（R
34、MS） ，这个从（42）式求得的电流，QMAIN 的导通损耗为在 4.4.1 中 QMAIN 总是在 ZVS 状态下关断，但可能仍会有一些导通开启的损耗，由现有的（62）式典型 ZVS 开启时损耗值有很小的负载电流，估计为 12A 以上（最大负载的 40%） ，假定 QMAIN 在 ZVS 状态下开启及关断。注意：在负载大于 12A 时，如果 QMAIN 没有在 ZVS 状态下导通，那么 0.68W 的值由（62）式计算可能会增加，可能会有更高的实际结温。小心 ZVS 测量将会由设计测试建起。QMAIN 的第三个功耗由于对其输出电容 COSS（QMAIN ）的充放电。对于低压应用时这可以忽略，
35、但要注意从（63）式功耗正比于电压的平方。对低边嵌位正激变换器最大漏源电压（VcL=110V）是在最小负载和最高 Vin 时，从测量Coss 曲线中估计这个损耗是非常困难的。从制造商的图表中出现更多的预测为 60V-120V，所以用了 150PF 的电容值。QMAIN 的整个功耗现在可以用（64）式算出：PQmain = Pc+Psw+Pcoss = 0.8W+0.68W+0.27W = 1.75W (64)即 QMAIN 的最大结温计算结果为 131如（65）：Ti = (RJAPQmain)+TA = 131 (65)131略高于绝对最大结温（150）的 75%。因此，必须小心处理 QMA
36、IN，特别在极端条件下，诸如最高输入电压，最大负载电流或任何工作形式迫使 QMAIN 离开 ZVS 状态。当画 PCB 板时，要布出足够的铜箔区，给其漏极作功耗用，使其结温将低。4.4.1 初级 MOSFET QMAIN 的 ZVS 条件考虑QMAIN 实现 ZVS 的能力是采用有源嵌位技术的初级侧的推动力，为 ZVS 细节条件，首先是需要对寄生组件有深入了解，如图 11 所示。ZVS 的条件是源漏电压在开关 QMAIN 开启式关断之前要达到 0 电压，这个条件以结点 A 处电压来实现，见图 12 中。要在图 2 和图 4 中的两个间隔时间中令其谐振到 0V。因此，为了 ZVS 的目标，图 1
37、1 的电路可以简化成简单的谐振电路如图 12。在 t1-t2 间隔，QMAIN 刚关断，而 QAUX 即将要开启，作为 COSS（QMAIN） 要充电 VA，QMAIN 的体二极管反偏，先前通过 QMAIN 沟道的电流现在给 COSS 充电，这些电流的一部分也转向给 QAUX 的输出电容，但更重要的因素是这个电流自然地以相同方向作为谐振电流流出结点 VA。由于两个电流叠加， QMAIN 总是在 ZVS 条件下关断，而不管给 COSS 充电的总量。在 t3t4 间隔，QMAIN 即将要开启，而 QAUX 刚好关断。注意，为 QMAIN ZVS 谐振电流 IRes 需要驱动 VA 到零电压的电流是
38、相反方向的。因为这两个电流相反都到 VA，QMAIN 的 ZVS 的开启仅在特殊工作条件，参看图 11 和图 12。谐振电感首先由（66）定义，无外部电感，Lext 为内部初始定下的，谐振电容由（68）式定义：对 QMAIN 在 ZVS 下开启的主要限制是要储存足够的电感能量并能完全放电到谐振电容，这个需要可以用数学方式检测来决定，如果外加电感串入变压器初级，应给予考虑。由于Iout 接近于 0，ZVS 开启条件对 QMAIN 取决于磁化电流。因此，在空载条件下（Iout=0） （70）式减掉求解得到（71）由于 Imag 已由（ 40）式确定，结果可以见到：Imag 0.463A从（40）式
39、 Imag 等于 1.1A，它大于 0.463A。所以我的期望 QMAIN 能在接近零负载电流时实现 ZVS 开启。如果没有足够的磁化电流去盖过 CQ 所需谐振电流，变压器的设计就不得不重新考虑，一个有效的方法是减少磁化电感。另一个选择就是求解（74）式找出 Lext，然后加一个外部电感在给定的最小负载条件下以满足 ZVS 工作条件。从谐振电感及电容来看，谐振频率由（75）式给出，它然后去用于计算总延迟时间，以达到 ZVS 谐振传输的必要条件，延迟时间的计算可用（78）式，并由 UCC2891 IC 调节得到。4.5 输入电容有源嵌位正激变换器是一种降压式（buck）功率变换拓朴。有脉冲交流输
40、入电流。因此有很高的 di/dt 含量。如图 13所示。图 13 中的输入电容是用将等效寄生组件等效串联电阻和等效串联电感画出的。它造成整个纹波输入电压，类似于输出电容。输入电容的目的是提供一种高频滤波，使输入电压尽可能接近直流源，使之有低的纹波和噪音输入。第一件事是为决定输入电容求出最大均方根输入电流。RMS 电容电流从 Ic（IN）示于图 13。并用（79）式表示。使用有源嵌位的复位技术在 QMAIN 关断时间（1-D ）期间示于 IPRI 波形中，也能用（79）式表示。这里有一个小的但不能忽略的对 RMS 电容电流的影响，对正激电路没有采用有源嵌位复位的这一项将不存在，因为 IPRI 在
41、复位周期中被嵌到零。在（79）式中恒定项仅有 Imag，为用已知数值表示（79） ，最大输入电流 IIN，可由（80）式估算出。如果谐振传输延迟可忽略不计，占空比 D 可由（52）估算出。这样（79）式可能转成（82）式，此时所有可变量都已知道。使用满载时的效率 =85% （82）式的结果，现很容易对应 VIN 全范围求出，示于图 14。采用 25%的设计裕量，输入电容至少能掌控 2.63A 的 RMS 电容电流。为初始选择输入电容，可假设改变纹波电压是电容主要功能。虽然在更高频率工作时 Lesl 和Resc(in)可占统治地位超过 Cin。所需的最小的输入电容受 5%纹波电压的限定，由（83
42、）式给出：将（80）代入（83）花简，给出 CIN 表达式，各项都已知。设计式如（84）式在最小 VIN,最大占空比 D 及最大 Iout时要再加 25%的余量。最小输入电容值由（ 85）算出为 4uf。由于输入纹波电压总量比电容中纹波电流要大，输入电容的 Resr（IN ）是很少关心的与输出电容相比。况且最小所需 Resr(in)由（86）式给出：对 VIN 为 72V 时，多层电容是最可能的选择，使用 2 个或更多个并联瓷介电容很容易满足 Resr 的要求。还要在两电容之间插入一个小电感，C4532X7R2A225 为 2.2u/100V 多层瓷电容。300KHz 时为 2.5ARMS，R
43、esr 为 4m。三个并联时总的电容为 6.6uf。4.6 电流检测UCC2891/3 有 0.75V 的电流检测阀值，而 UCC2892/4 有 1.27V 的电流检测阀值。整个电流型控制是调制 QMAIN 的导通时间。它由误差电压及输出电感电流定出。由于输出电流很大，电流检测在初级侧来做，RMS 的负载电流由变压器变比给减小，初级边电流检测使用一个小的电流互感器，位于 QMAIN 的源极到地之间。为了高的效率整个损耗加在一起要给予考虑。用电阻方式检测电流方式示于图 15。从电流检测电阻上取样电压波形。从（41）式，峰值初级电流在 Io=30A 时为 6.45A，为设电流限制峰值初级电流等于
44、 6.78A。相对应 ILim=32A，Rcs 的值由（87）式给出。使用（42）式的 RMS 电流为 4.42A。最大功耗由（88）式给出：电流检测电阻中 2.5W 功耗会影响整个效率达 2%。最好的改进方法就是用电流互感器，示于图 16。考虑电流检测互感器 Tcs，示于图 16，电流流过 Rcs 系初级电流 IprI，按互感器匝比减少，对于 100：1 的匝比，Ics在峰值电流限制下由（89）式决定：从 Ics（CL-PK）计算检测电阻，由（ 90）式给出：使用初级 RMS 的 4.42A（42）式 ，最大功耗在 11 电流检测电阻上表示为（91）式：对于 Tcs，P8208，100：1
45、电流检测变压器最大可流过 10A 峰值初级电流，并有最大高度为 5mm 的几何尺寸。最大功耗来自初级侧单匝电阻。对 P8208 直流电阻为 6m，二次侧 100 匝电阻为 5.5，其导通损耗为（92）式及（93 ）式：肖特基整流加在检测电流回路中，再加上 RMS 电流流过二极管压降的损耗，假设 VF=0.6V，功耗由（94）式给出：最后一个组件考虑 Rr，它用于电流互感器在 QMAIN 关断期间的复位。由于 Rcs 比 RR 要小好多，在二极管导通时，二次电流总是流到 Rcs，当检测二极管不导通时，RR 要保持互感器二次侧电流流过，令其复位。因此，复位的伏秒积由 RR 大小决定。RR 要选择得
46、令互感器重定时间比功率变压器 TPWR 复位时间要短。增大 RR 会减少复位时间，但会增加复位电压，导致附加的电压应力给电流检测二极管。对二极管的最小电压应力，RR 求解式由（95）给出：使用电流互感器的整个功耗由（97）式给出：比较（98）式和（88）式，使用电流检测变压器（互感器）技术仅有 175.9mw 的功耗。比用电流检测电阻接在主功率MOSFET 源极的 2.5W 低了很多。这对低输入电压大输入电流时状况总会是这样的状况，甚至对一些脱线的高输入电压应用时，也会有较小的损耗，只不过它的成本较高一些。4.7 功率级损耗总结:满载时(100W)整个功率级功耗总结示于图 17,估计总数为 9
47、.9W,估计满载效率为 91%,图 17 中的估计没有计算输入及输出电容上的损耗,没有计算 QAUX MOSFET 的损耗.但是这些都假设为最小的情况.5.光耦合器电压反馈:UCC2891. PWM 控制器使用电流控制型(CMC)方式调制占零比电流检测互感器.正如以前讲过的放置在初级侧,当然,直流误差信号对电压环路须从二次侧反馈到初级侧.在紧靠边界处,可以采用磁组件或光耦反馈,由于输出电感已经提供给初级的自举供电偏置,再增加第二个耦合绕组给误差电压反馈信号是不太合适的.因此,为保持所有组件选择 OTS,应该用一个光耦,安排如图 18.推荐在 UCC2891 FB 端可用电压范围为 1.25VV
48、FB4.5V.当 VFB 少于 1.25V 时 UCC2891 工作在脉冲跨跃模式.由于在本例中输入电压仅为 2:1 的变化范围 .所以防止进入跨跃型工作是可能的,在正常工作条件下,用限制最小 VFB 进入1.5V 作到这一点.因此,在超过 2:1 范围的输入电压 FB 电压也可以成比例地扩展在 1.5VVFB3V 之外.下面的考虑是是UCC2891 的基准电压仅能给出 5mA 电流,因为 VREF 用作光耦输出的供电电压,最大允许的 Iref 设计控制在 2mA.SFH690BT 的电流传输比(CTR)在 100300%之间,如果光耦工作在 CTR 最小 100%,则电容 Iopto 将采于
49、(101)式结果.由于 TLV431 可以漏入 25mA 的阴极电流,所以对驱动光耦有足多的空间,为了减小光耦的直流增益, TLV431 最大电流的 20 个百分点是允许的,光耦的偏置电阻由(102)式决定.Vopto 的选择基于最小的变压器二次电压(6V)减去 1.5V 的顶部电压.为简化串联旁路的调整设计.基于所选的电阻及最小 CTR,光耦的最小增益由(103)式给出.一旦电路建起并整个环路测试需要最佳化.因此光耦的增递是整个变换器增递的一部分.光耦的偏置电阻可以调节得使PWM 的反馈电压最佳化.6.反馈环路的补偿:整个挡制环示于图 19,环路由五个增益块组成,由 K，,Gcl(s), Gf(s), Gc(s)及 Gop
