1、2011 精品ksdowe用单周期控制 IC*IR1150 的 PFC 电路的设计此应用注意描述了利用升压变换器和 IR1150S 的 PFC 控制 IC 的连续导通模式功率因数校正电路的设计方法。IR1150 是有关对 PFC 变换器控制的 IR 公司专利的“单周期 PFC 控制”技朮。此应用注意给出了一个完整逐步的包括变换器规格和必须折衷的方法的设计步骤。涉及的课题 功率因数校正。 单周期控制的工作方式。 IR1150 的功能的详细描述。 设计步骤和设计实例。 设计总结。介绍功率因数定义为实际功率与视在功率的比值，实际功率是在一个周期内测得的瞬态功率的时间积分，视在功率是在一个完整的周期内
2、电压的均方根值与电流的均方根值的乘积。对一个正弦电压的表达公式可以写作：V rms 是线路电压的均方根值。I rms 是线路电流的均方根值。I rms1 是线路电流的基波谐波。 是电压和电流之间的相位差。在这种情况下，功率因数可以分为失真因子和位移因子：2011 精品ksdowe电压和电流波形之间的相位移动量可以由输入的感抗和容抗的无功实质来说明。在一个纯阻抗负载中，电压和电流是同相位的正弦波，实际功率等于视在功率，PF = 1。单周期控制技术在的 PFC 中的应用变换器输出电压 VO 通过输出分压器按比例减小，送回到误差放大器的输入端 VFB。误差放大器用来提供回路补偿，并且产生误差信号或调
3、制电压 Vm。见图 1。图 1 误差放大器电路 图 2 单周期控制技术的核心电路单周期控制的核心是可重置的积分器。此积分电路调制电压并在每一个开关周期的末端被复位。见图 2。因为电压回路的带宽非常窄，调制电压的变化会非常非常慢，在此开关周期内可以认为它是恒定的量值。这意味着积分器的输出将是线性斜波。积分器斜波的斜率与误差放大器的输出电压 Vm 成正比。见图 3。2011 精品ksdowe图 3 可以重置的积分器的特性 图 4 PWM 信号发生器这里一个重要的特性即是积分器的积分时间常数必须与开关周期匹配，以便于在每个周期的最后，斜波要与积分器的积分值匹配。PWM 比较器的基准电压值是从调制电压
4、减去通过电流检测电阻的电压：为了用脉冲后沿调制恰当地控制升压变换器，需要由电路的输入配置去产生 OCC 式的PWM。用所提供的取决于输入电流和输出电压的斜波信号的基准阈值来控制变换器的占空比，从而实现输出电压的稳定和功率因数的校正。这项控制技朮不需要直接的线路电压检测：线路电压信息已经包含在电感电流中。IR1150 的详细描述IR1150 控制 IC 用于工作在连续导通模式，固定频率的升压变换器的功率因数校正电路。IC 用两个必需的回路工作，即内部的电流回路和外部的电压回路。内部电流回路维持基于脉宽调制器占空比和输入线路电压的相关性的平均输入电流的正弦曲线，以决定类似的输入线路电流。因此，电流
5、回路利用嵌入的输入电压信号来控制随着输入电压的平均输入电流。只要维持在连续导通模式的工作下就都是正确的。因为线路周期向前移动接近于零过度且变换器工作在由有限的阻抗的电感给出的轻载条件下，电流波形将有一定的失真。这些工作条件下的谐波电流都很好地在 EN6100-3-2 规定的 D 等级内，因此这不是问题。外部电压回路控制升压变换器的输出电压，输出电压误差放大器在它的输出端产生一个电压，它直接控制积分器斜波的斜率，从而控制平均输入电流的幅值。这两个控制器的结合控制了输入幅值和相位，以便使输入电流与输入电压成正比而且同相位。2011 精品ksdoweIC 在应用中为可靠的工作提供保护电路，采用了过流
6、，过压，欠压和布朗输出条件下的保护。UVLO 电路监视 VCC 端且保持栅驱动信号为非激活状态，直到 Vcc 电压达到UVLO 导通阈值 Vcc ON。如果反馈端的电压没有超过它额定值的 20%，开环保护（OLP ）会阻止控制器工作。如果因为某些原因电压控制回路开路，IC 将不起动，这可以避免潜在的突然失效。只要 Vcc电压超过这个阈值，提供给 VFB 端的电压大于 20%的 VREF，栅驱动将开始开关。Vcc 端的电压下降到低于 UVLO 的关断阈值 Vcc UVLO 时，IC 将关断，栅驱动终止。为了重新启动过程，Vcc 端电压必须再次超过导通阈值。专用的可调节的过压保护（OVP）可用于保
7、护过压输出。 PFC 电压反馈回路经常很慢。如果输出电压超过 OVP 的设置限制，栅驱动将不能工作，直到输出电压再一次回到它的额定值时栅驱动信号才开始工作。IR1150 的输出保护见图 5。图 5 IR1150 的输出保护特性最后提供输出欠压保护 OUV：为了防止过载或布朗输出，变换器将自动地限制电流，结果输出电压将下降。如果压降超过额定输出电压的 50%，控制器将关断然后再重启。可以经过 FREQ 端的外部电阻调节 IC 的开关频率而设计的振荡器。设计给出了最小/ 最大频率限制，最小和最大工作频率在 50KHz 到 200KHz 的范围内。在更低的开关频率下令 IC 工作通常是可能的，但是给
8、出的设定电阻的较大的值可能导致不够精确的频率调整，其在数据表规定的容许范围之外。IR1150S 的一个附加的特点是强迫 IC 进入“睡眠”模式的能力。在睡眠模式下，IC 的内部单元不能工作，且 IC 仅消耗 200A 的非常低的静态电流。这是为了在待机模式期间减小系统功率损耗到最小值而设计的符合要求的特点，也是为了系统设计者需要关断变换器2011 精品ksdowe而设计的。睡眠模式在任何时侯只要 OVP 端（Pin4）低于 0.62V 的电压水平时都被激活。栅驱动输出为高效率地驱动 MOSFET 提供了充足的驱动能力。PFC 变换器设计步骤这一部分叙述了用 IR1150S 控制 IC 设计连续
9、导通型升压变换器的功率因数校正器的设计步骤。PFC 变换器的一些设计折衷方法作为附加内容被讨论。标准的 300W PFC 变换器的设计步骤可参照原理图。IR1150S 样板可从国际整流器公司买到，样板强调了 IR1150 的特性，而且是按照这个应用注意的设计步骤而设计的。PFC 升压变换器的规范如下：AC 输入电压：85VAC-264VAC 频率：4763Hz。目标效率：92%。功率因数：0.99。谐波畸变：4%。AC 冲击电流：35A。最高环境温度：50 度。直流输出电压 385VDC。最高直流输出电压：425VDC。最小保持时间：30ms。开关频率：100KHz。最长软起动时间：50ms。
10、变换器输入输出规范定义：POUT(MAX) 最大输出功率。P IN(MAX) 最大输入功率。 MIN 最低效率。I IN(RMS)MAX 最大均方根输入电流。I IN(PK)MAX 最大峰值输入电流。 I IN(AVG)MAX 最大平均值输入电流。 VIN(RMS)MIN 最小均方根输入电压。VIN(PK)MIN 最小峰值输入电压。由 IR1150 组成的 PFC 的完整电路如图 6。2011 精品ksdowe图 6 IR1150 控制的 PFC 的电路最大输入功率和输入电流大多数变换器的设计是基于低线电压时的电流。此时效率和输入电流是最坏的情况。假设在低线电压时 PF 值为 0.99 或更大
11、。假设一个在低线电压时的效率，于是可以计算最大输入功率：在最低交流输入电压时，计算交流线路电流的最大均方根值：假设交流电流是正弦波，即可以计算交流电流的峰值：假设交流线路输入电流为正弦波，它的平均值为：所需要的高频输入电容为：2011 精品ksdowe在这里：KIL-电感电流纹波因子（在此设计中为 30%） 。-最大高频电压纹波因子(VIN/V IN)，在此设计中为 6%，典型值在 3%9%之间。CIN = 0.330F/630V 。高频电容是标准的高质量的薄膜电容，它用来应对最坏情况下的线路电压的峰值。注意要避免电容值太大，这会导致电流失真，后面还会介绍。可以考虑把这个电容作为 EMI 输入
12、滤波器的一部分，它的主要目的是用最短的回路去旁路输入电流的高频分量。升压电感的设计在 VIN(PK)MIN 端必须确定功率开关的占空比。这相当于在最小线路电压时整流的线路电压的峰值时的电感电流。il 是基于 20%的纹波电流的假设。这是设计的折衷方法必须考虑的另一个地方。较小的纹波电流值对于减小失真，输出电容在 f SW 的纹波电流，功率开关的峰值电流和 EMI 的处理都是有好处的。无论如何在这里的折衷方法是提高电感值来减小纹波电流，这会增大电感的尺寸和成本。注意在给定的设计中磁芯的选择，磁芯在峰值电流水平时不能饱合。相反地，允许高值的纹波电流需要较小的电感时，将忽略以前指出的对一些性能的影响
13、。成本折衷方法典型地用于选择磁芯材料，以应对损耗，温升以及随电流的增大会导致的电感饱合。对于电感设计要仔细的考虑磁芯结构，数据手册和应用注意。详细的电感设计不2011 精品ksdowe包括在这个应用注意的范围。需要的输出电容PFC 变换器的输出电容的设计是建立在电源需要的延迟时间的基础上。用一个恰当的设计，电容的纹波电压和电流都不成问题。对于 PFC 应用电容的典型值为每瓦输出功率 1F 到 2F。(8)最小电容值必须减小到电容的偏差容许值内，在这种情况下为-20%，为了保证满足最小电容的要求，假设最小保持时间。在这种情况下，选电容的标准值为 330F。控制部分设计输出电压分压器变换器的输出电
14、压由分压器电阻 RFB1，RFB2 和 RFB3 设置。此分压器中的总阻抗应该足够大以便降低分压器上的功率损耗。这是以满足严格的待机功率规格要求的，且对于提高总系统的效率是有好处的。对于分压器的最大阻值存在实际的限制。电阻值不能选择的太大，以至引入过度附加的电压误差到输出电压误差放大器，电压误差是由放大器的输入偏置电流引起的。对分压器总的阻抗值合理的折衷方法是大约 1M 的阻值。RFB1 和 RFB2 被标准地分成相同的阻值，这是为了使分压器的上部电阻保持通过每一个电阻的最大电压控制在这些器件的允许的电压额定值内(标准为 250V)。为了使输出电压设置点误差最小，选择有1%的公差的分压电阻。电
15、阻公差会增加误差放大器基准的偏差，还会增加由于输入偏置电流和输入偏置电压引起的放大器的误差。这是标准 1%的偏差值。(10)（选用标准值 RFB3=18.5K）2011 精品ksdowe计算基于实际电阻值的新的 VO 值。(11)计算分压电阻的功率损耗(12)输出 OVP 分压器设计不能设置阈值太高的 OVP 设置点。因为输出电容标准的额定电压为 450V，用此警告以便使 OVP 的设置不超过电容最大电压额定值。输出电容上的浪涌电压额定值作为不正常工作条件的防护带，且它不能用作 OVP 的目标电压。 425V 的过压保护阈值是合适的设计目标。同样的问题，关于功率损耗和在输出电压反馈分压器中的分
16、压串连的总阻抗适用于OVP 分压器。用与输出电压反馈分压器相同的方法计算单独的电阻的功率损耗并计算电阻值。 IR1150S 过压比较器有一个专用的内部基准，此基准电压与输出误差放大器的基准电压有固定的比值。(13)如果同样的分压器串作电压反馈，所得到的 OVP 电压阈值将设置为比普通额定输出电压高 7%，即 。当 OVP 阈值被触发时，IC 将禁止栅驱动信号。比较器有一个固定的 450mV 的阈值窗口。在一个独立的端子上设有 OVP 功能可允许调节阈值到所要求的值：(14)为了设计 OVP 为 425V 的过压保护水平的分压器作为变换器的目标规格：(15)验证基于实际电阻值的新的 VOVP 值
17、：2011 精品ksdoweROVP1 和 ROVP2 的功率损耗与其阻值相同的 RFB1 和 RFB2 的功率损耗相同。开关频率选择开关频率对于 IR1150 是可调整的，它通过选择 Rf 的值来完成。照此看来，开关频率的选择由用户考虑总的变换器设计，同时考虑 EMI 和效率的决断。图 7 给出了 Rf 与频率的关系曲线，这为选择开关频率提供了确定恰当的电阻值的依据。当为特殊的变压器设计而选择理想的开关频率时，必须仔细考虑关于开关频率的典型的设计折衷方法。主要的考虑是：最佳的电感尺寸，功率损耗，成本，EMI 的要求（EN5501，最低 150KHz 的限制） 。功率开关的开关损耗随着开关频率
18、的提高而增大。对于本应用注意的设计实例，我们选择开关频率为 100KHz，这是 EMI 特性，最佳电感和功率开关损耗之间的一个最好的折衷方案。图 7 工作频率和 Rf 的关系曲线 图 8 斜波和占空比的关系电流环路和过流保护电流检测端 ISNS 是电流检测放大器和过流保护比较器的输入端。IR1150 提供的电流限制的有两个电平。一个是“软”电流限制，它实质上是一个折返型的占空比限制，变换器的占空比被限制在输出功率受限且输出电压为最低点。另一个是峰值电流限制特色，一旦超过峰值电流限制阈值（约-0.1V） ，它将立即终止当前的驱动脉冲。为了确保在最低输入电压和最大输出功率条件下的正常工作，电流检测
19、电阻的选择要保证上述条件。电流放大器有一个 GDC=2.5 的直流增益，它由内部补偿且带宽限制在 280KHz 以上。2011 精品ksdoweOCC 控制 IC 的工作是基于峰值电流模式的，因此开关电流可用来作为 ISNS 端的输入代替电感电流。电流检测电压 VSNS 的范围在 0V 到-1V 之间，必须注意当用电流互感器时，必须满足这个范围。电流检测电阻决定了软过流点，在这个点上输入电流受到限制且输出电压会下降。最坏情况是在低线路电压时，此时电流最大且变换器的升压因子也比较高。电流检测电阻 Rs 必须设计成在最低输入线路电压和最大的负载时变换器能保持输出电压。在最低输入电压时要求达到输出电
20、压，在交流正弦峰值上要求的占空比为：(16)当输入电压变低（或负载变大）时，电压回路通过增大调制电压 Vm 来响应。但是当Vm 达到它的最大值时，电流额外的增大将限制占空比，从而引起输出电压的下降。从图 8可以看出在每个周期内占空比的比率被确定为：(17)(18)要求通过电流检测电阻的电压在最低输入电压时设置软电流限制：(19)Vm 饱和电压 Vcomp(EFF)和电流放大器的直流增益可直接从数据表中查出。现在可以根据过载因子（KLVL=10%）降低的最大峰值电感电流来计算检测电阻的值：(20)根据这个最大电流水平和在电流检测端要求的电压，现在可以计算检测电阻值：可以用一个 100m 的标准值
21、，此电阻的功率损耗可以根据在最低输入电压时最坏情况的均方根输入电流来计算：(21)适当的降低标准，选择的电阻值为 0.10，3W（非感性电阻） 。2011 精品ksdowe尽管单周期控制已经提供了一个逐个周期的峰值电流限制，附加一个快速过流比较器可以进一步增加保护功能。如果达到此阈值电流，输出脉冲将会终止。当峰值输入电流超出时，系统将进入峰值电流限制：电流检测滤波为了减小与峰值电流模式控制有关的高频开关噪音，电流放大器用一个大约在 280KHz的极点来做内部补偿。为了防止因升压二极管的反向恢复尖峰造成的过流保护的误动作，还要提供一个消隐时间。加入一个外部过滤器典型地用于峰值电流模式控制的系统中
22、，一个简单的 RC 滤波器方案如图 9 所示。推荐大约 11.5MHz 的拐角频率。见 (22)式。RC 滤波器典型值为：(22)RSF = 100。 （在浪涌和瞬变过程中也提供了附加的电流限制检测端） 。CSF = 1000PF。图 9 电流检测电阻的设置和滤波当维持电流检测信号的完整性和峰值电流模式控制时，这些元件值以滤波器的形式提供一个象样的折衷方法。必须注意电流放大器的输入阻抗大约为 2.2K。100 的电阻会与这个 2.2K 的电阻构成一个分压器，因此会影响软电流限制的实际阈值。在电流限制放大器的输入端的实际电压大约为通过电流检测电阻的电压的 96%。软起动设计软起动由放大器输出电压
23、的上升率来控制，输出电压的上升率是补偿电容 Cz 和 Cp 以及误差放大器的最大可用的输出电流的函数。软起动时间由下面的公式确定：2011 精品ksdowe(23)因为 Cp 通常比 Cz 小很多，它的影响可以忽略。(24)i OVEA 和 Vcomp(EFF)可以从数据表中查出。这表示需要的时间使控制器在起动阶段中达到满占空比。在这个阶段当中峰值电流将受到限制。电压反馈回路开环增益由下式乘积给出：(25)电压反馈环见图 10。图 10 电压环路 图 11 Boost 功率级小信号低频模型输出分压器：H1（S ）输出分压器确定输出电压与误差放大器的基准电压的比。因此：(26)(27)这级通过固
24、定总量 H1 = 0.018 = -34.8dB 来减弱输出电压信号。功率级：H3（S ） 、G（S）升压功率级的低频小信号等效电路如图 11 所示。此模型的说明可以从（7） （8）中找到。2011 精品ksdowe定义：R L：负载电阻Co：输出 Bulk 电容。：调制电压，这是电压误差放大器的输出。G DC：电流放大器的直流增益，它在 IC 内部设置为 2.5V/V。Vin：输入电压的峰值。对于恒定的功率负载实际的 RL 可以忽略。当 PFC 负载是 DC-DC 级时，这是典型的情况。如果此级的输入电压下降，为保持输出功率恒定，它将通过增大电流来达到目的。在此情况下，RL 将用 对消，有：
25、(28)当全部的电阻负载存在时，有：(29)在这里我们将不考虑电阻负载，因为大多数情况下 PFC 的负载是另一个 DC-DC 变换器的输入。为了得到 ，我们需要看一下 OCC 的 PWM 调制器。其控制规律为：(30)此处， ， (31)代入并消元得到小信号交叉项：(32)根据输入电流可以计算出输出平均电流：(33)(34)对于恒定功率的负载的情况，输出的控制为：(35)功率级增益随着输入电压的值变化。2011 精品ksdowe图 12 功率级的增益 AC90V(红)AC264V(兰) 图 13 误差放大器电路误差放大器：H 2（S ）IR1150 控制 IC 中的输出电压误差放大器是一个跨导
26、型的放大器。传递函数是：(36)在原理图中所示的补偿网络在传递函数中加了一个零点和一个极点。(37)(38)电压回路补偿为防止电压回路在输出端出现 120Hz 的纹波引起线路电流失真，典型的 PFC 变换器必须保持电压回路带宽比线路频率的一半还要低。当然，在系统瞬态响应与输入电流失真之间要采用折衷的方法，在这里电压回路的稳定性通常容易实现。电压回路补偿的目的是限制它的开环增益带宽，比交流线路频率的一半要低，并且比从误差放大器插入 Comp 端的二次谐波纹波的一半还要低。首先我们需要计算输出电容上的二次谐波波纹的大小：(39)120Hz 的纹波要比误差放大器输出电压的涌动值小。最小的失真要小于总
27、量的大约1%。(40)2011 精品ksdowe从（26）式计算出输出电阻分压器的衰减为：误差放大器和 120Hz 的增益为：第二个极点通常放置在远远高于 120Hz 频率处，因此误差放大器的传递函数为：(41)因为已经决定 Cz 作为软起动电容，只有 Rgm 需要计算：(42)(43)代入得到：Rgm = 8.9K。为了减小噪音，第二个极点的频率应该选择得高于覆盖频率，但比开关频率要低，标准值为开关频率的 1/6 到 1/10：(44)图 14 误差放大器的增益 图 15 误差放大器的相位2011 精品ksdowe图 16 环路增益 90VAC(兰)265VAC(红) 图 17 整个环路的相
28、移设计注意点IC 去耦电容PFC 变换器在对于控制器是个不好的噪音环境，因此，必须考虑对噪音适当的去耦。对 IC 起旁路作用的关键元件是旁路电容的实际定位和控制 IC 的供电源末端的连接。为了电容能提供合适的滤波，电容必须放在离 Vcc 和 COM 端尽可能近的地方，要用的最短的路径连接。注意在图 18 中旁路电容直接放在 SO8 IC 的上面，这将为电容到 Vcc 和 COM 端提供可能的最短的路径。提供最紧密的去耦路径和使过长的连线引起的干扰噪音是决定性的。去耦电容的值与许多因素有关，包括限制开关频率，功率 MOSFET 栅驱动电容的大小，外部串入的栅驱动路径的电阻值。一般推荐一个 470
29、nF 的陶瓷电容。还要一个较大的电解电容存在以提供低频滤波。图 18 IR1150 去耦电容的连接电感设计 当设计升压电感时，除了考虑电感值外还要考虑更多的问题。2011 精品ksdowe电感的结构设计要结合寄生元件一起做。它对系统的噪音水平有重要的影响。升压电感的寄生元件会因为绕线电容的谐振产生高频振荡。图 19 表示用一个多层非理想的升压电感时功率 MOSFET 的导通电流。注意高频扰动（大约 8-10MHz）的存在。在图 20 中有同样数值的单层电感，但是有较低的绕线间的电容。如果不控制这种振荡，会产生控制 IC 的 3Pin 的不可接受的电压，这会中断电路的正常工作。图 19 多层时的
30、开启振铃 图 20 单层电感的开启波形尽管内部消隐电路用以限制电流环上的二极管反向恢复尖峰的影响，建议在电流检测电阻上加一个 RC 网络来限制此尖峰，提高控制 IC 的噪音免疫能力。另一个限制此振荡的原因就是为了限制 EMI，尤其是在辐射范围内的 EMI。栅驱动的考虑IR1150 有 1.5A 峰值的源出和漏入的电流能力，它的栅驱动器有极快的上升和下降时间。这些快速的上升和下降性能，如果不适当地控制的话，在提供符合要求的 MOSFET 栅动能力的同时也会产生噪音问题。当栅驱动速度太快而导致快速的 di/dt 和 dv/dt 上升沿时，满足 EMI 的要求就困难了。这不仅要增加 EMI 滤波器，
31、还会使控制器要处理的额外的噪音干扰。图 21 和 22 中的波形说明了 IR1150S 的栅驱动电压与功率开关的 MOSFET 的漏极电流的关系。上升时间必须用对栅驱动电阻适当地选择来控制。当为给定的设计选择适当的驱动电阻时，要考虑的寄生元件有容性元件和感性元件，PCB 板的布局，热设计，系统效率和功率开关的选择。2011 精品ksdowe图 21 IR1150 的栅驱动波形 图 22 IR1150 的栅驱动波形如果对栅驱动的设计没有给予适当的注意，将引起波形尖刺和噪音问题。PCB 布局合适的电路路径是实现最佳电路性能和最小系统噪音所必须的。电源路径过长的轨迹引起的寄生电感会引入噪音尖峰，这会
32、损坏电路性能甚至到不能接受的水平。它除了产生不希望有的系统噪音外，这些尖峰还会降低功率器件的稳定性。如果干扰足够严重，器件会突然失效，这很有点破坏性。这些不受控的寄生元件系因对印制电路板布局的不恰当引起，结果会迫使设计者在增加成本和降低效率之外，还要控制额外的噪音和抑制电路的电压尖峰。因此必须特别注意做到最佳的 PCB 布局路线，引线长度方面对于关键的电路路径都必须严格符合技术要求。在高压功率部分和电流开关路径中，当最短的轨迹长度符合要求时，可以适当的接地。对于地电平的合理利用对控制部分成功工作都是极有帮助的。附加的噪音抑制的考虑PFC 升压二极管反向恢复特性对于传导和辐射系统的噪音都是巨大的 EMI 的根源。它除了在完成基本的电路功能和稳定性之外还负担着 EMI 的滤波。除了噪音外还要考虑的有效率。在它的导通周期内功率开关还要承担它的反向恢复电流，因此它会加大损耗，引起额外的功率损耗。因此在系统总效率的提高和噪音水平的降低上有额外的负担。碳化硅升压二极管的反向恢复时间基本为零是个极好的解决方法，它基本上没有反向恢复电流要处理。在碳化硅二极管成为 PFC 变换器设计的元件时要考虑浪涌电流。同时，通过升压二极管的 RC 缓冲器在减小由于反向恢复而引起的噪音中有很大作用。当设计合适时，缓冲器只有很少的损耗，从而允许功率开关承担它的全部反向恢复电流。
