1、第 5 章 角度调制与解调电路,5.2 调频电路,5.2.1 调频电路概述,5.2.2 直接调频,5.2.3 张弛振荡电路实现直接调频,5.2.4 间接调频电路调相电路,5.2.5 扩展最大频偏的方法,5.2.1 调频电路概述,一、直接调频和间接调频,1直接调频,(1)定义,调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地反映调制信号的变化规律。,(2)被控的振荡器种类, LC、晶体振荡器(产生调频正弦波图 5-2-2)；, 张弛振荡器(产生调频非正弦波，可通过滤波等方式将调频非正弦波变换为调频正弦波图 5-2-3)。,2间接调频(图 5-2-4),(1)定义,通过调相实现调频的方法。,(2)方
2、法,由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便得到所需的调频信号。,图 5-2-1, 正弦波振荡器产生角频率为 c 的载波电压 Vmcosct，通过调相器后引入一个附加相移 (c)，即 vO(t) = Vmcosct +(c)。, 若附加相移受到 v(t) 的积分值 k1 的控制，则输出的调制信号为,vO(t) = Vmcosct +kpk1 ,间接调频,vO(t) = Vmcosct +kf ,当 v(t) = Vmcos t 时，上式可表示为,式中，Mf = kp(k1Vm/) = m/，m = kpk1Vm,Mf：调频指数，与调制信号振幅 Vm 成正比。,调相器：实现
3、间接调频的关键，作用：产生受调制信号振幅 Vm 线性控制的附加相移 (c) 。,优点：调相电路的实现比较灵活。,二、调频电路的性能要求,1调频特性,(1)定义,描述瞬时频率偏移 f (= f - fc) 随调制电压 v 变化的特性。,(2)特性,如图 5-2-1 所示。,图 5-2-1 间接调频电路组成方框图,(3)要求,在特定调制电压范围内是线性的。,2调频灵敏度,(1)定义,原点上的斜率,单位为 Hz/V， SF 越大，调制信号对瞬时频率的控制能力就越强。,(2)要求,当 v(t) = Vmcos t 时，画出的 f(t) 波形如图 5-2-2 所示。图中，fm 即为调频信号的最大频偏。,
4、3调频特性的非线性,(1)中心频率偏离量,若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的 f(t)为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为,f(t) = f0 + fm1cos t + fm2cos2 t + ,式中，f0 = f0 fc 为 f(t) 的平均分量，表示调频信号的中心频率由 fc 偏离到 f0 ，称为中心频率偏离量。,(2)非线性失真系数,评价调频特性非线性的参数为,4中心频率准确度和稳定度,使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。,5.2.2 直接调频,一、工作原理及其性能分析,1工作原理,将可变电抗器件接入 LC 振荡回路中，其电容或电感量
5、受调制信号控制，便可实现调频。,2可变电抗器件的种类, 铁氧化磁芯绕制的线圈。电感可变器件，用在扫频仪中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导磁率变化，从而改变主线圈的电感量。, 驻极体话筒或电容式话筒。电容可变器件用于便携式调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信号。, 变容二极管。利用 PN 结反偏呈现的势垒电容而构成，应用最为广泛。,优 点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入,1变容二极管作为振荡回路总电容的直接调频电路,(1)原理电路,为 LC 正弦振荡器中的谐振回路。,Cj ：变容二
6、极管的结电容，与 L 共同构成振荡器的振荡回路(全接入)。振荡频率近似等 于回路的谐振频率，即 osc 0 =,(2)性能分析, 归一化调频特性曲线方程,已知变容二极管结电容的变容特性,VB ：PN 结的内建电位差，Cj(0)：v = 0 时的结电容， n ：变容指数，由 PN 结工艺结构定，在 6 之间。,变容二极管总电压 v = -( VQ + v )，且|v | VQ，代入,(5-2-8),(5-2-8),式中， (5-2-9),式中，CjQ 变容二极管在静态工作点 Q 上的结电容，x 为归一化的调制信号电压，其值恒小于 1。,将 Cj 代入 osc 0 = 中，得,(5-2-10),式
7、中， 为 v = 0 的振荡(载波)角频率，与 VQ 有关。,(5-2-10),式(5-2-10)为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc 随 x(即 v )变化的关系式。, 归一化调频特性曲线：指数 n 不同，f / fc 随 x 变化的曲线。,f / fc 随 x 变化的曲线如图 5-2-4 所示 ，可见，除 n = 2 外，调频特性曲线均为非线性曲线。,图 5-2-4 归一化调频特性曲线,所以，变容二极管作为振荡回路总电容，应选用 n = 2 的超突变结变容管。否则，调制器将出现非线性失真，或使中心频率偏离 c 值。, 直接调频电路的性能,当 v(t) = Vmcos t 时，
8、归一化调制信号电压,其中，m = Vm /(VQ + VB)，若设 m 足够小，可以忽略式(5-2-10) 级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，则,图 5-2-4 归一化调频特性曲线,将 代入，利用,可求得调频波的：,A最大频偏,B中心频率偏移 c 的数值,C二次谐波分量的最大角频偏,D调频波的二次谐波失真系数,E中心角频率的相对偏离值,(3)讨论,变容二极管选定，变容指数 n则定，增大 m可增大相对 频偏， 但同时增大了非线性失真系数 kf2和中心频率偏移c( ),故，最大相对频偏受 kf2 和 c 的限制。在满足 kf2 和 c的条件下，提高 c 可以增大调频波的最大角频偏值 m。,
9、 当 n = 2 时，c = 0，2m = 0，实现不失真调频。, 变容二极管由 PN 结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用部分接入电路。,2变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路,(1)原理电路变容二极管部分接入(Cj 先和 C2 串接，再和 C1 并接)的振荡回路。,(2)性能分析,回路总电容为,代入，则,相应的调频特性方程,(3)讨论,若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变容指数 n 必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频：, 必须选用 n 大于 2 的变容二极管。 正确选择 C1 和 C2 的大小。,部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力
10、比全部接入低。,图 5-2-7,图 5-2-7,C1 主要影响高频区的调频特性线。,部分接入，最大角频偏：,式中,p = (1 + p1)(1 + p2 + p1 p2),p1 = CjQ / C2， p2 = C1 / CjQ,比较全部接入最大角频偏：,可见，减小了 1/p，而 p 恒大 于 1。,当 CjQ 一定时，C2 越小，P1 越大；C1 越大，P2 越大，其结果都使 p 值增大，因此 m 越小。,二、电路组成,控制电路的接入原则：既可将 VQ 和 v 加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。,L1：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。,C2：高频滤波电容
11、，对高频短路，对调制频率开路。,C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，VQ 和 v 可有效加到变容二极管上。, 对于高频，由于 L1 开路、C2 短路，因而是由 L 和 Cj 组成的振荡电路，不受控制电路影响。, 对于直流和调制频率，C1 阻断，因而 VQ 和 v 可有效地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。,实际电路：,变容二极管直接调频电路,(1)中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路。,图 5-2-9 140 MHz 变容管直接调频电路, T 的直流偏置：双电源供电, 振荡电路变容管全接入的电感三点式, D 的直流偏置, 调制信号接入 型滤波,(2) 中心频率为 90
12、 MHz 的直接调频电路,图 5-2-11 90 MHz 直接调频电路及其高频通路, Q 点 振荡电路：变容管部分接入、电容三点式 变容管控制电路 调制电路：v(t) 经 47 F 隔直电容和 47 H 高频扼流圈加到变容管上,(3) 100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路,图 5-2-12 晶体振荡器的变容管直接调频电路,T1：音频放大器； T2 ：皮尔斯晶体振荡器 谐振回路：调谐在三次谐波,5.2.3 张弛振荡电路实现直接调频,用调制信号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，经过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。,一、张弛振荡器
13、直接调频电路,张弛振荡器直接调频电路如图 5-2-13 所示。,电路为射极耦合多谐振荡器。,T1，T2 接成交叉耦合正反馈放大器。,设起始状态：T1 导通，T2 截止。,VCC 向电容 C 充电，充电电流为 I0。vE1 基本不变，vE2 下降。,当 vE2 = VCC - VD(on)1 - VBE(on) 时：T2 导通，T1 截止。,电容反向充电，充电电流为 I0。vE2 基本不变， vE1 下降。,当 vE1 = VCC - VD(on)2 - VBE(on) 时：T1 导通，T2 截止。,重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。,如果：VD(on)1 = VD(on)2 = VBE(
14、on)，方波电压频率为,用调制电压控制 I0可以得到调频方波电压。,二、调频非正弦波转换为调频正弦波,1调频方波,参见 图 5-2-15。,调频方波电压电压表达式,v(t) = VmK2(c t + Mf sin t),有,得到调频方波的傅里叶级数展开式,通过中心频率为 nc 的带通滤波器，可取出其中 n 次谐波的调频正弦波。其载波角频率为 nc，调频指数为 nMf。,为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频谱宽度，同时为避免频谱重叠，取,式中，(BW)n + 2 和 (BW)n 分别为调频方波中 (n + 2) 次和 n 次谐波分量所占据的有效频谱宽度。,参见图 5-2-16。,重复
15、以上过程，在集电极得到对称方波电压。,2调频三角波,调频三角波如图 5-2-17 所示。,三角波傅里叶级数展开式为：,单音调制时，令,调频三角波的傅里叶展开式为：,通过带通滤波器可以取出载波角频率为 nc 调频指数为nMf 的调频正弦波。,调频三角波还可以通过非线性变换网络变为调频正弦波。,将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图 5-2-18(a)所示的非线性变换网络。,非线性变换网络一般由精密转折点电路近似实现。,当 vi = vc 时,采用上述电路，毋须滤除不需要的谐波分量，频率可在更宽的范围内调变。,张弛振荡器调频可以产生频偏大，调制线性好的调频波，电路便于集成化是目前广泛采用的直接调
16、频电路。缺点是载波频率不能很高。,5.2.4 间接调频电路调相电路,间接调频,实现间接调频电路的关键：调相电路。,图 5-2-1,一、矢量合成法调相电路,(1)原理,单音调制时，调相信号的表达式为,vO(t) = Vmcos(ct + Mpcos t),= Vmcosct cos(Mpcos t) - Vmsinct sin(Mpcos t),当 Mp (/12)，窄带调相时，cos(Mpcos t) 1，,sin(Mpcos t) Mpcos t，由此产生的误差小于 3%。,vO(t) =Vmcosct cos(Mpcos t) - Vmsinct sin(Mpcos t), Vmcosct
17、 -Vm Mpcos t sinct,近似由载波信号(Vmcosct)和双边带信号 (Vm Mp cos t sin ct)叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中双边带信号矢量的长度按 VmMpcos t 的规律变化。,(2)实现模型,(a) (b) 图 5-2-19 矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理 (a)实现模型 (b)矢量合成原理,如图 5-2-19 所示，设 AM = 1，原理上，这种方法只能不失真地产生 Mp (/12) 的窄带调相波。,vo(t) Vmcosct -Vm Mpcos t sinct,窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为矢量合成法。,二、可
18、变相移法调相电路,1实现原理,载波电压 Vmcosct 通过可控相移网络这个网络在 c 上产生的相移 (c) 受调制电压的控制，且呈线性关系即 (c) = kpv(t) = Mpcos t，其输出电压便为所需的调相波，即 vo(t) = Vmcosct + (c) = Vmcos(ct + Mpcost),2实现方法变容二极管调相电路,(1)原理图,图 5-2-24 可变时延法调相电路的实现模型,Cj (D)、L 组成谐振回路，由角频为 c 的电流源 iS(t) = Ismcosct 激励； Re：回路的谐振电阻。,(2)工作原理,并联谐振回路，阻抗：,其中：,若加在变容二极管上的电压 v =
19、 - (VQ+v) = - ( VQ+Vmcost)， 相应的 Cj 为,设 v = 0，Cj = CjQ ，谐振回路的谐振角频率 0 等于输入激励电流的角频率 c ，即 0 = c = 1/ ，当加上 v ，0将随 v 而变化，其值(参考式 5-2-10)为,图 5-2-21(b),回路提供的相移 z() 将随 v 即 0 而变化。,因此，iS(t) 在回路上产生的电压将是相位受 v 调变的调相信号。,3不失真调相的条件,(1)对 m 的限制为小值,将 用幂级数,展开,忽略二次方小项,式中,(2)对 Mp 的限制,根据正切函数特性，当 时，tanz() z()，由此引入的误差小于 10%，工
20、程上是允许的。因此,当 = c 时,通常满足 0(t) c，上式简化为,式中，Mp = Qenm 应小于 /6。,结论：不失真调相条件,1,选用 n = 2 的变容二极管。 And 限制 Mp 小于 /6。 2,限制 m 为小值，保证 0(t) 不失真地反映 v 。 And 限制 Mp 小于 /6。,4实际电路(p278，图 5-2-22),图 5-2-22 (a)实用电路 (b)高频通路 (c)调制频率通路,L 、D ：谐振回路。 R1 和 R2 ：隔离电阻隔离谐振回路输入和输出。,R4：隔离电阻，隔离变容二极管控制电路、偏压源(9V)、调制信号源。,C1、 C2 、 C3 ：隔直耦合电容。
21、,R3、C4 ：高频波； 音频积分,若 C4 取值较大，则 v (t) 在积分电路 R3C4 中产生的电流 i(t) v(t) / R3，向电容 C4 充电，故 D 上的调制信号电压,若 v(t) = Vmcos t，D 上的调制信号电压,这样，调相电路便转换为间接调频电路。,三、可变时延法调相电路,1原理,将载波电压通过可控时延网络，如图 5-2-24 所示。,图 5-2-24 可变延时法调相电路的实现模型,2电路,时延网络的输出电压为,vo(t) = Vmcosc(t -),图 5-2-24 可变延时法调相电路的实现模型,vo(t) = Vmcosc(t -),若 受调制信号线性控制， =
22、 kdv ,则 vo(t) 为所需的调相波。即,vo(t) = Vmcos(ct - ckd v) = Vmcos(ct - Mpcos t),式中，Mp = ckdVm ，最大可达 0.8。,四、间接调频与直接调频电路性能上的差别,调相电路能够提供的最大线性相移 Mp 均受到调相特性非线性的限制，且其值都很小。,对间接调频 Mf = kp(k1Vm/) = m/ (5-2-3),故 m = kpk1Vm ，调相电路选定后，只与 Vm 有关而与 c 无关。间接调频限制的是绝对频偏 m。,对直接调频 (5-2-12) 与 c 成正比，c 增加，m 随之提高，故限制的是最大相对频偏。,所以，两种调
23、频受限制的参数不同。增大 c，可以增大直接调频电路中的 m，对间接调频电路中的 m 无济于事。,对于间接调频，若调制信号是复杂信号，则当 Vm 即m 一定时， 越小，Mf =( m / )就越大，当 = min 时，Mf 达到最大值，且这个值不能超过调相器提供的最大线性相移 Mp，因而最大频偏必须在最低调制频率上求得，即 m = Mf min,才能保证在整个调制频率范围内的 Mf 不超过 Mp 。,5.2.5 扩展最大频偏的方法,1问题的提出,m 是频率调制器的主要性能指标，若实际调频设备需要的 m不能达到，则需扩展。,2扩大最大频偏的方法倍频,设调频波瞬时角频率为 = c + mcos t，通过 n 倍频器，其瞬时角频率增大 n 倍，变为 nc + nmcos t。可见倍频器可不失真地将 c 和 m 同时增大 n 倍，而相对角频偏(n m /nc = m /c) 不变。,若将该调频波通过混频器，由于混频器具有频率加减的功能，可使调频波的载波角频率 c 降低或者提高，但 m 不变。可见，混频器可以在保持最大角频偏不变的条件下，不失真地改变调频波的相对角频偏。,利用倍频器、混频器的上述特点，可以实现在要求的载波频率上扩展频偏。,
