1、1第二部分 设计篇UPS 的设计流程RBack-up Time of Customer Spec:One PC+15Monitor 35min。可以看出，实际上只需考虑 200VA 35min，所以我们选了额定功率 80VA 的铁心，额定是连续 24H。但号称 400VA面积乘积法：7ScSo Sc-铁心截面积，So-铁心窗口面积，Km-导线占空系moKfJBP2.10数/窗口充填系数。ScSo =37.5cm4，EI76 50 铁心 Sc= J=1.450.2 2GA5.1=5.61cm2，So=(G-B)D-(A-G)=(5.4-4.0)6.85-(7.6-5.4)=6.50cm 2，这是
2、根据购24.567入材料规格上尺寸估算的。按计算结果看，输出 200VA 还是可以的。决定变压器的线径Ip= Ip-一次侧电流，Iav- 一次侧平均电流，Pout-输出瓦数，-效率。(min)VPoutboost/buck wind:查 blazer 规格书，220VAC mode/Line boost transfer 198VAC5%,Line buck transfer 242VAC5%。I=(400VA+10%)/(198VAC-5%)=2.34A，取 0.40mm2 0.70。实际是0.45+0.70，线经的选取是错误的？因为无论 buck or boost，主绕组的电流会更大；而断
3、不至于主绕组取 0.45、辅绕组取 0.70。inverter wind: 查 blazer 规格书，Discharge prevention 9.5Vmin,60%。如确定开关管的23参数一样计算，Ic= = = =67A，取 10mm2 1.0*12。实际是inVPoutmaxint6.15.9401.03P，远小于计算值；换句话说，实际电流密度已经取到 20A/mm2。电流密度取这么大，会怎么样呢？电流密度一般是取 46A/mm 2，但是电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终以温升记录为准，maybe 它的温升会较高。charger wind: 查 blazer 规格书， ra
4、ted charge current/about 0.5A when battery is empty. 0.5A，取 0.10mm2 0.35。实际是 0.50，线经的选取仍不妥？因为起码可以和 0.45 取成一样嘛。计算变压器的匝数计算变压器的初级匝数，也就是 boost/buck 绕组。若我们选择的最大磁通密度是 1.4T，由公式 Bmax= U1=4.44fN1BoSC10-4 得，KfNpAeV80N2= =925Ts；若我们选择的最大磁通密度是 2.3T，则24651604.9cmTHzVN2=563Ts。实际上，我们取的是 502Ts。这是因为 Core 决定后，bobbin 即
5、已确定，依据 bobbin的槽宽及线经，也就决定了变压器的匝数，即变压器的匝数受限于铁心的窗口面积。N3:N2=(230V-195V):195V N3= 502=90TsV1953计算逆变绕组的匝数。N4:N2=7.4V:195V N4= 502=19Ts4.7以上看起来很简单，无非就是电压比等于匝数比，但是 195V、230V 、7.4V 是怎样确定的呢？并非是 boost/buck 转换点、电池放电保护点（实查 blazer 规格书，Line boost transfer 216V/Line buck transfer 264V、Discharge prevention 9.5Vmin）
6、，而仅仅是为了表征( =)1.18 的匝数比关V195230系，习惯标注的一组电压数值，或许是为了 SQA 检验方便而已。那 1.18 的系数又从何处来？应该说，还是由 boost/buck 转换点计算得出， 1.11 1.10，只是依据工程经验取V21640461.18 更符合实际应用吧。( =)0.038 的匝数比关系，也是依据 bat mode 最低电池电压 9.5VV1954.7时，逆变输出正常电压 240V 来计算的， =0.039。05.决定 charger 绕组的匝数因使用的是 12V 电池，2.275V613.65V，浮充电压业界一般大多取 13.8V。加上 LM317的最小压
7、差 3V， Ud0.9U2 （当 RLC=(35)T/2 时，U O(AV)1.2U2）U2= =18.6V，故 charger 绕组交流电压取 18.3V 。9.0381VN2:N1=195V:18.3V N1= 502=47TsV1953.84.2CT01 电流互感器的计算4.2.1080-20503-02 购入材料规格24品名：变压器（确切的应称电流互感器 CT）规格：CT 3：1000CORE:EI19,Z11 SILICON STEEL,0.3mm 有疑问？STATIC INDUC:L(4-6)=1.2Hmin 1KHz，00 版才有此明确要求，02 版并无。图 2-2-3 2050
8、3 电流互感器原理图4.2.2 电流互感器的计算电流互感器的要求是励磁电流尽可能小，从而误差也相应的较小，故要求所选用的铁心之磁导率越高越好，当然应避免饱和。它选用的是 Z11 硅钢，0.3mm 厚的硅钢片。CT01 的功率极小，故选用 EI19 即可。CT 强调的是电流比例关系， = = 。All Power Supply 用到的电流互感器，1SPINTs30较多设计成 100:1，主要是简便。而 Blazer600 CT01 之所以设计成 1000:3，考虑的应该是匝数多、电感大、励磁电流小；相比之下，CT 的一致性会更好些。高频弦波机的研发设计本章节将具体阐述高频弦波机之设计方案、选择拓
9、扑、绘制原理图、计算磁性元件，仍以RielloTower1100，PSDR 7151（1000VA/120V）CENTRALION（710-15297-02）为例。1.设计方案输出弦波是客户要求或研发确定的 spec.。为了得到弦波输出，必须采用正弦脉宽调制SPWM；不采用正弦脉宽行不行？从绝对的角度看，也可以，只要你的 LC 滤波常数足够大，能够很好滤除 50Hz/60Hz 的所有谐波成分即可。但是，显然如此做的话，将会很不经济。所以，还是要 SPWM。对于 Riello Tower 1100VA 机器来讲，一组驱动脉冲 PWM1 是正弦脉宽调制的20KHz 的驱动信号，另一组驱动脉冲 PW
10、M2 是普通的 50Hz 的驱动信号。之所以如此设计，应该说是为了降低 Q24、Q25 IRF640N 的开关损耗，也是因为客户、负载对输出正弦波的失真度THD 要求不高的缘故。在某种程度上，设计就是一种折衷，是平衡，是追求性能价格比最佳。而实现输出正弦波，既可以采用工频开关、工频变压器来实现，也可以采用高频开关、高频变压器来实现。随着现在世界范围内的金属原材料铜、铝等价格的不断上涨，即使一般认为工频机可靠性高，但是高频机必将愈来愈普及。因为它便宜嘛！而且随着科技的进步，元器件的可靠性也得到很大的提高，再加上众多研发工程师对 UPS 的设计日趋成熟，故高频机也是可以值得信赖的。采用正弦脉宽调制
11、，高频工作方式。2.选择拓扑25几个模块电路 charger、PRSY（power supply 辅助电源） 、converter、inverter 都选择什么拓扑呢？显然，flyback 简单又便宜。所以，charger、PRSY 选择了 flyback。Charger module 是UC3843+EEL19，PRSY 是 UC3845+EEL19。那为什么前者用 3843 而后者用 3845 呢？因为charger module 的输入电压是从市电输入整流得的 HV，电压较高；PRSY module 的输入电压是电池电压 12V，电压较低吗？ UC3843/3845 开启阀值都是 8.5
12、0V、关闭阀值都是 7.90V，但UC3843 的最大工作占空比是 duty=100%，UC3845 的最大工作占空比是 duty=50%。所以，不是因为输入电压的高低缘故。是设计者把 charger 的 dutymax 有意设计在50%吗？这要实际测试才知道。Flyback 若工作在50%的占空比，要特别注意磁芯的复位问题。charger module 与其用 UC3843，还不如用 UC3845 更合理。Converter topology 用的是公司改进型的 flyback，依据是基于其成本较低、效率较高，是UC3843+EE42。Inverter 是全桥拓扑，与 push-pull 相
13、比每个 MOSFET 承受的电压仅为其输入电压 BUS.V。3.绘制原理图3.1charger3.1.1 输入部分电路设计若按 LV 机器交流输入电压为 120V20%计算，即其输入值为 96144VAC，整流滤波后的空载峰值电压为 134201VDC 。假设为保持满载输出功率（13.8V0.9A=12.4W ，再考虑 10%的裕量，Pout=12.4W 110%=13.6W。 ） ，最低工作电压必须保持在 120V 以上。这样，才能使在该周期内提供 UPS 输出所需的全部能量。Ein= = =0.28J，Ein= - ，fPout608.1321inpkVC2mini= = =15710-6
14、=157uF，实际用的是 C21 0.1uF/275V 与计算inC2min2ipkVE248.的相差甚远，为什么？因为它前面还有 L1 660uH 提供能量，但是 We= Li2(J)= 66010-61=0.03mJ。怎么算？应不至于也考虑变压器 TX1 储存能量/提供能量吧，236.0125.61.8mH(0.28A)2=0.07mJ。也有说是 EMI 滤波，那似不是共模/ 差模滤波、是 型 LC 滤波截止频率 fc= = =19.6KHz。我觉得设计的考量是 PFLC16610.0值。3.1.2 启动电阻和电容的计算26图 2-3-1 710-61220-01 CHARGER MODU
15、L 原理图 1在图 2-3-1 线路中，R2 、R3、R4 串联为启动电阻，C68 为启动电容。当直流输入电压达到134V 以上时，UC3843 应启动开始工作，启动电阻应由直流电压和启动所需电流来确定。UC3843 的典型启动电压 Vcc 为 8.5V，所需电流仅 1mA。考虑到外围电路消耗约 0.8mA 电流，即整个电路启动电流总和 I=1.8mA。这样，在输入电压为 96VAC 时，R2、R3、R4 的取值应为： = =68K，功耗 P=I2R=1.8268=220mW。实取 24K 1/2W 的三IVcinm8.1534个电阻串联而成，取值稍大。启动完成后，UC3843 的消耗电流将随
16、着对 MOSFET 的驱动而增至 100mA 左右（随负载变化） ，该电流由电容 C68 在启动时储存的电荷量来提供。自馈电绕组实现的时间 t 根据开关周期T 约乘 810 来进行工程估算， （fosc= = =58KHz，开关频率约 29KHz。 ）TCR8.1pfk9403.T= = =34us。C68= = =56uF，取标称值电容 47uF/50V。启动电f1KHz29VctIVusmA.75.80容的容量加大，会使启动过程缓慢，但可对 MOSFET 提供更大一些的驱动电流。3.1.3 功率开关管的选择小功率开关电源的可靠性主要取决于开关管的选取及其质量。其最大峰值开关电流应大于Isc
17、，Isc 为短路保护时变压器初级线圈流过的最大电流。Isc=1.3Ip=1.3 =1.3 =0.76Amaxin2outVP40.138.02VW27开关管截止时所承受的尖峰电压 VCEmax= = =336Vmax1in4.01V选 IRF830 4.5A/500V，即使考虑 derating 仍偏大。这还可从初级电流检测电阻 R9 1.30/1W 的取值得到佐证：因 UC3843 PIN3 Is 大于 1V 即关闭 PIN6 O/P 驱动脉冲实现过流保护，Ip= =0.769A，P=I 2R=0.76921.30=0.768W。30.13.1.4 缓冲电路的设计缓冲电路的设计，其电路形式有
18、多种，图 2-3-2 为三种基本的（有损）缓冲电路形式，还有无损 LCD 吸收、有源钳位吸收、双管钳位吸收等。可见，CHARGER MODUL 采用的是第二种形式：MOSFET “D-S”并联 RC。图 2-3-2 RC snubber变压器初级并联 RCDRCD snubber 用于吸收/限制高频变压器漏感引起的尖峰电压，它产生在开关管 Q2 由饱和转向关断的过程中，漏感中的能量通过 D 向 C 充电。C 上的电压可能充到反电势与漏感电压的叠加值，C 的作用则是将该部分的能量吸收掉。8C= = =0.7810-9，取 102/1KV。公式中，22restprestscVVIL2610107.
19、5Le-漏感，flyback 大多为 40100uH；Vreset-反电动势，约为 120V；Vpp- 漏感电动势的峰值，约为 100V。Q2 由截止转为导通的过程中， C 上的能量经 R 释放，直到 C 上的电压降到 Vreset。在放电过程中，漏感电动势 Vpp 是不变的。Q2 的关断时间可以按 0.63T 计算。RC=0.63T = =4710-6，R=60k，取 62k。R 上的功耗基Vprest102963.本上就是储存在漏感中的能量通过电容转化过来的能量，P= LeIsc2f= 5010-160.76229103=0.42W，所以取 1W。R 的作用主要是消耗掉 C 储存的漏感能量
20、。当 MOSFET 导通时， D 可以阻止电容 C 向 MOSFET 放电。MOSFET “ D-S”并联 RCRC snubber 是否同样用于吸收/ 限制高频变压器漏感引起的尖峰电压，C 的作用还是将漏感的能量吸收掉呢？否，RC 是改善 MOSFET 的伏安特性，使关断时的伏安特性避开高电压、大电流区域，防止二次击穿的发生。RC snubber 是在晶体管截止时给集电极电流分流。事实上，MOSFET 可以提供非常稳定的 SOA，只要降额使用，或许无需吸收回路。28何谓伏安特性？输出特性曲线描述当栅-源电压 uGS 为常量时，漏极电流 iD 与漏-源电压 uDS之间的函数关系，即 ID=f(
21、uDS) =常数。此处所指伏安特性，是指关断过程中 iD 下降与 uDS 上GSU升的特性曲线。一次击穿是指，当晶体管的 CE 间电压增大到一定数值时，集电极电流骤然增大的现象。二次击穿是指，当晶体管一次击穿后，集电极电流进一步增加，在某一电压、电流点发生向低阻区域高速度移动的现象。二次击穿经延迟时间 td(sb)，造成永久性失效。MOSFET 关断时， C 经 R 被充电，使得漏极 D 电压将缓慢上升。然而漏极电流下降的速度由其本身开关速度和栅极驱动电路所决定。如能实现电流下降较快而电压上升缓慢，那么伏安特性就远离了高功耗区，从而防止了二次击穿的发生。8E= = ，C= = =12410-1
22、2，实2CEV2frCEtI CEfrVtI201576.9取 221/1KV。公式中，I C-最大的集电极电流 A，V CE-最大的集电极/发射极电压 V，t r-最大的集电极电压上升时间 s，t f-最大的集电极电流下降时间 s。选择 RC 的值要保证以下两条：一是晶体管截止期间，使电容充电到接近 VCE；二是晶体管导通期间，必须使电容上的电荷经 R 全部放完，且放电电流 Idis 限制在大约 0.25IC。R= = = =20K，Idis= = =11mA，显然须再计ton3f4.0 12301294. RCEK20算一个新的 R 值。R=220V/0.19A=1.1K，实取 200。由
23、计算结果可知，R6、R7 取值较小，放电电流大，会加重 MOSFET 的负担。PR= = 22010-12220229103=0.15W，实取两个 100/1W 的串联。fVCE21输出整流二极管并联 RC高频变压器的漏电感和整流二极管的结电容在管子截止时，形成了一个谐振电路，瞬时过压振荡可能使管子损坏。加 RC snubber，会使振荡波形的振幅下降。Rs= = =300，R116 10。公式中， LT-变压器的漏电感 H，C J-nCLJT141/7305pFuH二极管的结电容 F，n-变压器匝比 Np/Ns。依经验来看， R 的取值大多在 4.7100 区间。PR= = 200010-1
24、2 29103=0.065W，R116 1206(1/4W)。fViS2 241/730V吸收回路中电容 C 的值大概可以在 102103 之间选择，以实际调试为准。3.1.5 输出整流电路的设计在高频变压器次级的整流滤波电路中，选择整流二极管时，对应低压大电流，应选择schottky 肖特基整流二极管（碳化硅已经做到 VR 600V，如 APT30SC60B） VF0.551.8V trr30ns （N/A ） ；对应较高电压，可选用 ultrafast recovery 超快恢复二极管 VF1.32.5V trr3085ns 。soft recovery characteristics 软
25、恢复特性整流二极管噪音较小，但是它们的反向恢复时间 trr 较长， maybe 反向电流 IRM 也较大，使得开关损耗增大。IFM= =3.6Iout=3.60.9A=3.24A，U R= +UO= +13.8=61.4V。D15 max12out 12ni73201429FES8BT，8A 100V 。图 2-3-3 710-61220-01 CHARGER MODUL 原理图 2Cout= = =7uF（显然，此公式的计算很不准确？） ，outVfI8mVKHzA13829.05ESRmax= = =153m。公式中，Iout=0.25I L，VoutVout1% 允许的输出电outI.0
26、13压纹波的峰-峰值。C36 220Uf/35V滤波电容可视输出对纹波电压的要求来确定，经验告诉我们，取 200300uF/A 是适当的。并选择相应的耐受纹波电流之电容，也可用多个容量小的电容并联达到较高的容值。PRSY MODULE 辅助电源、DC/DC converter 均为（improved）flyback，与 CHARGER MODULE 充电器部分的设计大体是相同的。3.2inverterRiello1000 逆变是单边单极性 SPWM 调制。单边 SPWM 控制方法在过零点有大的振荡，电感有噪音；双边 SPWM 控制因没有在过零点附近发生大的突变，其性能更为优越。单极性逆变方式仅
27、用到一对高频开关，相对于双极性逆变具有损耗低、电磁干扰少等优点。单极性 SPWM调制与滞环调制相比，具有谐波分布固定，滤波器设计简单的优点，要获得相近的输出 THD 值所需滤波器更小，但滞环调制（没有单独的载波信号，而是将输出信号通过反馈网络产生一个斜坡函数 iLF 做为载波。 ）的稳定性更优。3.2.1 确定功率开关管的参数10 D=n(Vo-Vi)/(Vi+nVo)，D-占空比 0.7，n- 匝数比 4:18，Vi-12V Vo=165VVDS,max=Vin=165V Ic= = = =9.69AinVPoutmaxint6.1510.Q24、Q25、Q26、Q27 IRF640N 20
28、0V/18ABUS.V 总线电压的实际值有待实测？3.2.2LC 滤波器的设计SPWM 正弦脉宽调制的方波经 LC 滤波出正弦波之 LC 滤波器，与输出直流之 LC 滤波器的设计有什么不同吗？LC 的作用是滤除 50Hz/60Hz 的高次谐波，而非得到输出之直流。输出滤波电感的设计30082-13039-00 购入材料规格品名：CHOKE 7151 2.0mH 1.0mm FER T157-26CORE:IRON CORE T157-26WINDING ORDER:1.0141TsINDUCTANCE:L(35)=2.0mH15%计算8L= = =0.6mHoutfIE25.0 VAKHz12
29、05.1单管式电路的输出滤波器设计 minminax211OORITULItU推挽式、桥式电路的输出滤波器设计 Lmin= SOSfIin2以上公式，输出滤波电感的设计是基于电感存储能量，以便在开关功率管截止或“死区”时间内，能够给负载提供连续不断的电流；使输出的直流电压更平滑，使输出电压纹波能够达到允许的标准。Of course,0.25Iout I Omax tR 实际上也是考量到了电感中电流的变化。而1920单极性 SPWM 调制下输出滤波电感的值一般是由电感电流的最大纹波所决定，取该值为满功率输出时正弦电流峰值的 15%，即Imax=15% 2 =15%2 =2.5A。OVSVA10因
30、为，D=uo/Uin，电感电流纹波的表达式为 I= = ；SWoinfDLuU2inSoiLUfu所以，Imax= ，L = =0.41mH，实际取 2.0mH。fUSWin8max8IfSWinAKHzV5.016AeAc= = =13.28cm2 公max2410.KBDIout423412. 0.8. Gsm式中，对于环形磁芯 K 取 0.4、对于带骨架 K 取 0.8，D 是所用导线的直径 mm。Lg= = =2.61cm2max4.AILeout82310506.1.4N= = =625TsoutgIB4.0434418饱和限制磁芯的最大磁通密度 Bmax 时，AP=AWAC= (cm4)= =4.52cm2 公式中，L-电感31maxKIBLFSP343027812
