1、第6章 锁相环路的应用,第1节 跟踪滤波器 第2节 调制器与解调器 第3节 频率合成 第4节 载波同步 第5节 位同步 第6节 FM立体声解码 第7节 彩色副载波同步 第8节 电动机转速控制 第9节 锁相接收机 第10节 其它应用,第1节 跟踪滤波器,跟踪滤波器是一个带通滤波器，其中心频率能自动地跟踪输入信号载波频率的变化。由锁相环路工作原理知道，锁相环路本身就具有这样的性能，只是其输出信号的相位可能(取决于所用鉴相器的类型)与输入信号相位差90而已。,图6-1(b)为输入衰落信号情况下，锁相环路的输入与输出信号的波形。锁相环路作为跟踪滤波器时应从压控振荡器输出uo(t)，在窄带设计条件下它是
2、经过提纯的输入信号载波，可用于信号的相干解调等。,图6-1 锁相环路跟踪衰落信号,根据压控振荡器的特性，它的瞬时振荡频率,当环路锁定时，v(t)=i(t)，因而,一、跟踪特性锁相环路的跟踪特性是可以测量的。以CMOS集成锁相环路5G4046构成的跟踪滤波器如图6-2(a)。在电源电压为10V，中心频率fo=100kHz的情况下，用XY记录仪直接测得的结果如图6-2(b)。,图 6-2 锁相环路跟踪特性的测量,图 6-2 锁相环路跟踪特性的测量,当输入频率下降时得到图中实线，在fi=f3=1208kHz处环路捕获，在fi=f1=41kHz处失锁。由此可算得环路的同步带,捕获带,二、频率特性锁相环
3、路对输入高频信号的带通特性是由环路传递函数的低通特性所决定的。设输入信号被正弦音频信号调频，则输入瞬时频率为式中c是载频；为调制音频；为峰值频偏。根据第一章的定义，输入相位为,(6-1),(6-2),只要环路工作在线性范围，环路滤波器的输出uc(t)也是频率为的正弦波，它的幅度为式中H(j)是环路的闭环频率响应；1(j)是正弦相位信号1(t)的幅度*。根据(6-2)式,(6-3),将(6-4)式代入(6-3)式得到,(6-4),(6-5),图 6-3 跟踪滤波器的频率特性,图 6-3 跟踪滤波器的频率特性,第2节 调制器与解调器,一、调幅信号的调制与解调1. 调幅信号设未调载波为,式中Uc为载
4、波幅度；c为载频。调制信号为,(6-6),(6-7),为分析简化，式中信号幅度已经归一。经调幅后产生的调幅信号为,(6-8),2调制器 用集成锁相环路很容易构成一个性能良好的AM调制器。这时，环中的相乘器不再作鉴相器应用，而是直接用它的相乘功能；压控振荡器也不再作被控振荡器，而是直接产生载波信号。 由此构成如图6-4框图。,图 6-4 AM调制器原理图,3解调器 常用的AM信号解调器是峰值检波器。这种电路无法抑制信号所伴随的噪声，解调输出信噪比较差。若用同步解调则可抑制噪声，使解调输出信噪比得到改善。设带有载波的DSBAM信号为,(6-9),图 6-6 AM信号同步解调的原理图,同步的恢复载波
5、为这两个信号相乘即可实现同步解调,(6-10),(6-11),图 6-7 AM信号的PLL同步解调,图 6-7 AM信号的PLL同步解调,二、模拟调频和调相信号的调制与解调 1.调频与调相信号仍设幅度为1的单一频率的调制信号uF(t)=sin(t+) (6-12)则调频信号为uFM(t)=Uc sinc+uF(t)t (6-13) 式中c为载频；Uc为载波幅度；为峰值频偏。,将(6-12)式代入(6-13)式得uFM(t)=Uc sinc*+ sin(t+)t (6-14)已调信号的幅度为常数，其瞬时频率正比于调制信号。 调频信号也可以用频谱来表示。单一频率正弦信号调制的调频信号，其频谱不再像
6、调幅信号那样是三条谱线，而是有无限多的谱线。谱线的频率为c ，c2,，cn，其中n为正整数。第n对谱线的幅度为(设Uc=1),(6-15),调频信号可分为窄带和宽带两类。所谓窄带调频信号是指峰值频偏远小于调制频率，即mf1，有很多谱线。作为一个粗略的近似，可忽略nmf的那些频谱，其带宽可近似为,(6-16),(6-17),调相信号的特征是其瞬时相位与调制信号成正比，可表示为uPM(t)=Uc sinct+uF(t) (6-18)式中为峰值相偏。若调制信号仍同(6-12)式，则代入(6-18)式得uPM(t)=Uc sinct+ sin(t+) (6-19)它的频谱也包含有一组间隔为的谱线。频率
7、为cn的频谱幅度为(设Uc=1)A(cn)=Jn() (6-20),图 6-8 FM与PM的转换,每个压控振荡器自身就是一个调频调制器，因为它的瞬时频率正比于输入控制信号。图6-8说明如何将一个调频调制器变换成一个调相调制器。调制信号uF(t)经微分后得式中Td是一个常数。uf(t)控制VCO得到输出瞬时频率为,VCO的瞬时相位为,(6-21),(6-22),令KoTd=，则VCO输出信号可表示为uo(t)=Uc sinot+uF(t)这就是一个载波频率等于VCO自由振荡频率o的调相信号，与(6-18)式相同，说明图6-8完成了调频信号与调相信号之间的变换。,2 调制器 压控振荡器可以直接用作
8、FM调制器。但是由于它的振荡频率的温度漂移以及控制特性的非线性等，不能产生高质量的FM信号。应用如图6-9所示的PLL调制器，可以获得FM或PM信号。其载频稳定度很高，可以达到晶体振荡器的频率稳定度。根据环路的线性相位模型，可以导出在调制信号uF(t)作用下， 环路的输出相位(以下均用它们的拉普拉斯变换表示),图 6-9 PLL调制器,(6-23),VCO输出频率相对于自由振荡频率o的频偏即为 s2(s)。由上式可得,(6-24),若要产生PM信号，需使输出相位2(s)与调制信号成正比。从(6-23)式可见，若先将调制信号经过微分得到sUF(s)，再代入(6-23)式，即可得到,(6-25),
9、为保证调制器具有同样良好的低频调制特性，可用锁相环路构成一种所谓两点调制的宽带FM调制器，其组成框图如图6-10。,图 6-10 两点调制的宽带FM调制器,在环路的线性相位模型上，可以分别计算uF1(t)和uF2(t)的调制作用。uF1(t)产生的输出相位为,(6-26),uF2(t)产生的输出相位为,(6-27),式中Kp是前端调相器的调制增益。总的输出相位为,将此代入上式得,(6-28),3.解调器调制跟踪的锁相环路本身就是一个FM解调器，从压控振荡器输入端得到解调输出。系统的框图如图6-11。发射机部分用一PLL集成电路构成，VCO作为FM调制器;PD用一个相乘器，这里用作缓冲放大，只要
10、在另一端加一固定偏置电压即可。接收机是一通用的线性PLL电路。利用PLL良好的调制跟踪特性，使PLL跟踪输入FM信号瞬时相位的变化，从而从VCO控制端获得解调输出。,图 6-11 FM通信系统,假设输入FM信号，环路处于线性跟踪状态，且信号载频c等于VCO自由振荡频率，则由 (6-14) 式可得到输入相位,(6-29),设PLL的闭环频率响应为H(j)，则输出相位为,(6-30),因而解调输出电压为,图 6-12 几种FM解调器电路,图 6-12 几种FM解调器电路,图 6-12 几种FM解调器电路,三、数字调频和调相信号的调制与解调 1. 数字信号调频与调相最常见的数字调频与调相信号是，二元
11、数据信号的移频键控信号FSK，以及移相键控信号PSK。 2.数字调频信号的产生从原理上讲，方波调频与前面讲过的模拟信号调频没有什么本质的不同。这里着重介绍一些适用的实际电路。,图 6-13 FSK信号和PSK信号,图 6-14 FSK调制器,3. 解调器用PLL解调FSK信号有两种不同的方法。第一种是用一个PLL使其始终对输入信号的频率锁定或跟踪。第二种方法是用一个PLL对FSK信号中的一个频率锁定，而对另一个频率则是失锁的。,图 6-15 XR-215的FSK解调电路,图 6-16 NE560和NE565的FSK解调电路,图 6-16 NE560和NE565的FSK解调电路,图6-17 NE
12、564的FSK解调电路,图 6-18 电话拨号音解码电路,第3节 频率合成,一、概述频率合成器是将一个高精确度和高稳定度的标准参考频率，经过混频、倍频与分频等对它进行加、减、乘、除的四则运算，最终产生大量的具有同样精确度和稳定度的频率源。,频率合成的方法主要有三种。最早的合成方法被称为直接频率合成，它利用混频器、倍频器、分频器和带通滤波器来完成对频率的四则运算。典型的一种直接合成模块为双混频分频模块，如图6-19。,图 6-19 双混频分频模块,应用锁相环路的频率合成方法称为间接合成。它是目前应用最为广泛的一种频率合成方法。锁相频率合成的基本框图如图6-20。在环路锁定时，鉴相器两输入的频率相
13、同，即fd是VCO输出频率fo经N次分频后得到的，即,(6-31),所以输出频率,(6-32),(6-33),图 6-20 锁相频率合成的基本框图,二、变模分频合成器如图6-20的基本锁相频率合成器中，VCO输出频率直接加到可编程分频器上。 各种工艺的可编程分频器都有一定的上限频率, 这就限制了这种合成器的最高工作频率。解决这个问题的办法之一是在可编程分频器的前端加一个固定模数V的前置分频器，如图6-21所示。 ECL或CaAs的固定模数分频器可工作到1GHz以上，这就大大提高了合成器的工作频率。 采用前置分频之后，合成器的输出频率为,图 6-21 用前置分频的PLL合成器,图6-22 双模分
14、频PLL合成器,在这一个完整的周期中，输入的周期数为D=(V+1)N2+(N1-N2)V=VN1+N2 (6-36)若V=10，则D=10N1+N2 (6-37) 其它的双模分频比，例如56、67、89、以及100101也是常用的。若用100101的双模分频器，那么V=100D=100N1+N2 (6-38),图 6-23 四模分频PLL合成器,采用变模分频器的目的在于使合成器能工作在高于可编程分频器上限的频率上。解决这个问题的另外一个途径即是用一个本机振荡器，通过混频将输出频率下移，如图6-24所示。,图 6-24 下变频PLL合成器,fo=Nfr+Fm =(8702870)001+90=9
15、871187 MHz,三、多环频率合成器用高参考频率而且仍能得到高频率分辨力的一种可能的方法是，在锁相环路的输出端再进行分频，如图6-25。VCO输出频率经M次分频之后为,图 6-25 后置分频器的PLL合成器,图 6-26 三环锁相频率合成器,合成器的频率转换时间是由A、B、C三个环共同决定的。因为A、B两个环的参考频率fr=100 kHz，C环的参考频率更高，*所以即使频率分辨力达到1 kHz，而总的频率转换时间仍为,图 6-27 CMOS集成双环合成器,环路的输出频率,四、小数分频合成器锁相频率合成器的基本特性是，每当可编程分频器的分频比改变1时，得到输出频率增量为参考频率fr。为提高频
16、率的分辨力就需减小参考频率fr，这对转换时间等性能是十分不利的。我们设想，假若可编程分频器能提供小数的分频比，每次改变某位小数，那就能在不降低参考频率的情况下提高频率分辨力了。这是一个理想的办法，可惜数字分频器本身无法实现小数分频。,图 6-28 小数分频PLL合成器,图 6-29 图6-28电路的波形图,五、频率合成器实例(1)图6-30是一个用MC145106构成的单环锁相频率合成器,作为民用电台的发射机主振和接收机第一、第二本振。,图6-30 单工民用电台用单环锁相频率合 成器,(2) 图6-31是用MC145106构成的双环锁相频率合成器,应用于航空电台。图崐中上部是一个VHF环,参考
17、振荡频率为1024 MHz,鉴相频率为fr1=5 kHz。,图 6-31 双环锁相频率合成器,(3) 图6-32是用MC145152构成的前置双模分频的锁相频率合成器,用于航空导航接收机。图中MC3393P是双模前置分频器,按V/(V+1)(V=15)模式工作,其最高工作频率是140 MHz。参考振荡频率为32 MHz。现置定RA2 RA1 RA0=001,可查得参考分频比为64,则鉴相器工作频率为50 kHz。控制N=114127,A=014,即可合成需要的频段8600095950 MHz。,图 6-32 导航接收机用前置双模分频锁相频率合成器,第4节 载波同步,一、平方环接收信号本身虽然没
18、有载波的频谱分量,但显然内中含有载频的信息,只要经过非线性变换即可产生载波的倍频分量,例如BPSK信号 ui(t)=Uim(t)sinot+1(t) (6-40),当ui(t)与噪声n(t)同时进入接收机之后,只要经过平方律的非线性变换,即可产生2o的频谱分量,即 ui(t)+n(t)2= Ui2m2(t)sin2o(t)+1(t) +2Uim(t)sinot+1(t)n(t)+n2(t) (6-41)设输入带通滤波器的带宽Bi足够宽,可以不失真地传输原始数据信号m(t),而Bi与中心频率o相比又小得多,故输出n(t)为带限自高斯噪声,可表示为n(t)=nc(t)cosot-ns(t)sino
19、t=Nc(t)cosot+1(t)-Ns(t)sinot+1(t) (6-42),式中Nc(t)=nc(t)cos1(t)+ns(t)+sin1(t)Ns(t)=-nc(t)sin1(t)+ns(t)cos1(t) (6-43),图6-33 平方环,将此代入 (6-41) 式,经2o带通滤波器提取出2o附近的成分,得输出信号为 它与压控振荡器输出电压,(6-44),相乘,经环路滤波器滤除4o的分量,得到误差电压,(6-46),(6-45),其中Km为相乘器的系数;,(6-47),为等效噪声电压。据此可建立环路方程,(6-48),式中Ko是VCO的灵敏度,F(p)是LF的传输算子,相应的等效模型
20、如图6-34。图中等效鉴相器特性D(e)=Kdsin2e(t) (6-49) 它仍是一个正弦鉴相器,只是周期不是2,而是。经过线性近似,即当e(t)比较小时Kdsin2e(t)2Kde(t) 则方程 (6-48) 式简化为,(6-50),图6-34 平方环的等效模型,图6-35 平方环线性化噪声相位模型,利用这个模型,可在已知输入信号功率Ps、输入噪声单边功率谱密度No等条件下,求得环路的输出相位噪声方差,(6-51),二、同相正交环同相正交环又称考斯塔斯 (Costas) 环,其组成如图6-36。接收信号被分别送到上下两个支路的两个鉴相器上,上支路与VCO输出正交鉴相,下支路与经90相移的V
21、CO输出同相鉴相。上下鉴相器输出经低通过滤之后相乘,获得误差电压通过环路滤波器之后去控制VCO的相位与频率。图6-36同相正交环中,除VCO和LF之外的所有部分的作用是,在接收信号,(6-52),图6-36 同相正交环,和VCO输出信号共同作用之下,产生一个误差电压 Ud(t) ,所以它完全等效为一个鉴相器。不难证明,误差电压,(6-53),(6-54),(6-55),是这个等效鉴相器的灵敏度;,(6-56),第5节 位同步,一、非线性变换滤波法归零码中含有码元速率的频谱谱线,可以用锁相环路直接提取位同步信号。归零码所需的带宽约为非归零码的一倍,因此更为常用的数据信号是非归零码。因为非归零码中
22、没有码元速率的谱线,码元同步的提取需先对码序列进行非线性变换,以恢复其位信号之后才能用锁相环路来提取,方法如图6-37。,图6-37 非归零码的位同步,二、同相中相位同步环与同作载波同步的同相正交环相类比,可以构成用于位同步的同相中相环,如图6-38。,图6-38 同相中相位同步环,设输入信号为x(t)=m(t-) (6-57)同相积分区间为,(6-58),中相积分区间为,(6-59),图6-39 三种情况下的同相和中相积分,判决器的输出为转换判别器的输出为,(6-60),(6-61),相乘器输出ud(t)=IkJk (6-62)由于输入码元序列出现数据转换的概率为1/2,故平均误差电压,(6
23、-63),(6-64),(6-65),(6-66),(6-67),图6-40 同相中相位同步环的归一化等效鉴相特性(=1),图6-41 同相中相位同步环归一化等效鉴相特性(=1/2),三、早迟积分清除位同步环图6-42为绝对值型早迟积分清除位同步环,信号与噪声一起同时进入早、迟积分器。,图6-42 绝对值型早迟积分清除位同步环,由图6-43可见,早积分器的清除时刻超前于迟积分器的清除时刻,超前量为T-2。为使两者在时间上对齐,图中的延迟是必要的。两路积分输出在比较器中相减,则可获得所需要的误差电压,误差电压经滤波后控制VCO就可实现同步。同样,早迟积分清除位同步环中,除了VCO和LF之外的全部
24、电路可等效为一个鉴相器,其等效鉴相特性为D(e/T)=2KATsDn(e/T) (6-68)式中Dn(e/T)为归一化等效鉴相特性,(6-69),图6-43 早、迟积分器的积分区域,图6-44 绝对值型早迟积分清除同步环的归一化等效鉴相特性,第6节 FM立体声解码,主信号L+R、附加信号L-R调制形成的抑制载波的DSBAM信号，再加上19kHz的导频信号，组成了立体声复合信号，即,(6-70),图6-45 立体声复合信号的频谱,锁相环FM立体声解码器的框图如图6-46。它主要有三部分组成：产生19kHz方波信号的锁相环路、锁定指示器和解码器。,图6-46 锁相环FM立体声解码器框图,同步解调，
25、在V1的输出端得到UL=05(L+R)+032(L-R)=082L+018R在V2的输出端得到UR=05(L+R)-032(L-R)=018L+082R经后续网络的合成，L输出端得到UL-022UR=078LR输出端得到 UR-022UL=078R,图6-47 5G3361的框图与应用电路,图6-47 5G3361的框图与应用电路,第7节 彩色副载波同步,在彩色电视中，彩色全电视信号包括亮度信号、色差信号、色同步信号和行同步信号。其中亮度信号由三基色组成EY=03ER+059EG+011EB (6-71)式中EY、ER、EG和EB分别表示亮度、红色、绿色和蓝色信号电压。,在我国通用的PAL制中
26、，色度信号是一种特殊的调幅信号。它利用两个色差信号：一个是红基色信号ER和亮度信号EY之差E R-Y=ER-EY=07ER-059EG-011EB (6-72)另一个是蓝基色信号EB与亮度信号EY之差E B-Y=EB-EY=-03ER-059EG+089EB (6-73),用这两个色差信号分别对互为正交的两个同频色副载波sc进行平衡调制，得到F=E R-Y cossct+E B-Y sinsct,(6-74),在PAL制中，为了克服相位失真而引起的色调变化，色度信号是经过逐行倒相的，如奇数行Fo=E B-Y cossct+E R-Y sinsct偶数行e= E B-Y cossct- E R-
27、Y sinsct,图6-48 PAL制彩色电视的色差信号解调,图6-49 D7193AP/P色处理电路框图,第8节 电动机转速控制,利用锁相环路可以很低的成本对直流电动机转速实施非常精确的转速控制，这在工业生产技术上是十分有用的。与常规的电机转速控制技术相比，锁相技术具有明显的优点。典型的电机控制方案如图6-50。,图6-50 电机转速控制系统框图,用锁相环路构成的电机转速控制系统的框图如图6-51，其中VCO已由电机和光转速表取代。,图6-51 PLL电机转速控制系统框图,在激励电压uc的作用下，电机转动角速度为,(6-75),(6-76),(6-77),(6-78),(6-79),图6-5
28、3 普通VCO和电机阶跃响应的比较,图6-54 PLL电机转速控制系统模型,图6-54的系统模型可简化为图6-55，前向传递函数用G1(s)表示，反馈网络传递函数用G2(s)表示。系统的开环频率响应则为,(6-80),图6-55 图6-54的简化图,第9节 锁相接收机,图6-56是卫星多普勒测速的示意图。图上vR表示卫星相对于地面站的径向运动速度，R代表卫星至地面站的距离，则有关系,(6-81),设卫星向地面发射的信标信号频率为t，则地面站接收信号的相位为,(6-82),(6-83),(6-84),图6-56 卫星多卜勒测速示意图,图6-58锁相接收机的工作原理可简述如下。 设混频器输入信号电
29、压 u1(t)=U1sin1t+m(t) (6-85) 式中m(t)为附加调制相位。 倍频器的输出电压为 u2(t)=U2cos2t+2 (6-86) 混频器输出经放大后的中频电压为 u3(t)=U3sin3t+m(t)-2 (6-87),式中 3=1-2 参考信号电压为u4(t)=U4cos(4t-4) (6-88) 为分析方便，设4=0，则鉴相器输出电压为ud(t)=Udsin(3-4)t+m(t)-2 (6-89),图6-57 双程多卜勒测量系统(a)地面系统；(b)相干应答器,图6-58 锁相接收机的一般形式,若选择中放回路的调谐频率ir等于t-2，考虑输入信号载频的多卜勒频移d，则有
30、 1=t+d3=1-2=ir+d接收机设计中选择ir=4则有3-4=d,代入(6-89)式，得鉴相器输出为ud(t)=Udsindt+m(t)-2 (6-90) 令1(t)=dt+m(t)则有ud(t)=Udsin(1-2)=Udsine(t) (6-91),这种解调环路有如下特点：(1)环路解调门限与前面分析的基本环路一样，只要环路信噪比(SN)L6dB时，就能有较好的解调效果。(2)接收机的中频放大器设置在环路内部，依靠环路的跟踪作用，中频信号的频率能保持在调谐回路的中心。 (3)因为环路的等效噪声带宽比前置放大器的带宽窄得多，所以在保证解调门限(SN)L6dB的情况下，环路可以在输入信噪
31、比(SN)i0dB的条件下正常工作。,第10节 其它应用,一、相移器一般的相移器很容易用无源或有源的RC网络来构成。这里所说的用锁相环路构成的相移器，则有一些特殊的性能。,图6-59 精密90相移器框图,图6-60 CMOS器件的精密90相移器,二、频率变换利用PLL进行频率变换的方法，在前面频率合成和锁相接收机中已经用到过。作为一个基本的技术，用PLL进行频率变换兼有放大、信号提纯等功能，具有普遍的应用价值。图6-61为锁相频率变换的框图。,图6-61 PLL频率变换,图6-62 PLL频率变换电路示例,三、同步滤波锁相环路在锁定时能得到对输入信号锁定的输出信号，或者说得到“再生”的信号。这
32、个再生信号与输入信号同频且更为纯净。如果用PLL组成同步滤波器，则可进一步获得输入信号的再生波形，且其带宽可以做到任意窄。这样，即使埋在噪声中的输入信号，也可用同步滤波器来再生它的波形。,四、自动跟踪调谐利用PLL的频率跟踪特性，可以进行自动跟踪调谐。图6-64为一个微波相位计中的自动调谐跟踪环路。压控振荡器VCO的输出信号加到阶跃发生器，利用阶跃二极管急剧复原的电荷储存特性，可产生周期取样脉冲，对输入端011124GHz频段内的任一正弦波取样。,图6-63 PLL同步滤波器,图6-63 PLL同步滤波器,图6-64 自动调谐跟踪环,设输入信号为,(6-92),(6-93),(6-94),式中m为正整数，ffi。据此，(6-94)式可改写成,(6-95),五、微波锁相频率源微波锁相频率源具有噪声电平低、功率大、频率稳定度高、对谐波分量有很高的边带抑制比，以及调谐简单、易于产生宽带调频信号等优点。图6-65是一个4GHz锁相频率源的组成方案。,图6-65 4GHz锁相频率源方案,
