1、运动控制系统作业1. 忽略定子电阻的影响,讨论定子电压空间矢量 与定子磁链 的关系。当三相电压 、susAOu、 为正弦对称时，写出电压空间矢量 与定子磁链 的表达式，画出各自的BOuC ss运动轨迹。2. 两电平 PWM 逆变器主回路的输出电压矢量是有有限的，若期望输出电压矢量 的幅su值小于 ，空间角度 任意，如何用有限的 PWM 逆变器输出电压矢量来逼近期dU32望的?3. 按磁动势等效、功率相等的原则，三相坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为 23-132C现有三相正弦对称电流 ， ，)sin(tIimA)32sin(tIimB，求变换后两相静止坐标系中的电流 和 ，分析两相电流的基
2、本)3sin(tIimC si特征与三相电流的关系。4. 笼型异步电动机铭牌数据为：额定功率 ，额定电压 ，额定电kW3NPV083NU流 ，额定转速 ，额定频率 ，定子绕组 Y 联结。A9.6NI minr140NnHz5f由实验测得定子电阻 ，转子电阻 ，定子自感 ，85.sR68.2rR294.sL转子自感 ，定、转子互感 ，转子参数已折合到定子侧，H2.0rL3mL系统的转动惯量 ，电动机稳定运行在额定工作状态，试求转子磁链2kg14.J和按转子磁链定向的定子电流两个分量 、 。rsmit提示：（不需抄题）1-3 题为简答题；4 题中需用到的主要公式为：额定转差率 12nsN额定转差
3、Nsfs电流矢量幅值 mstms Iii232按转子磁链定向的动态模型 smrrriTLdt1rstmsi其中稳定运行时， ，故0dtr smriL现代控制理论实验指导书实验设备PC 计算机 1 台（要求 P4-1.8G 以上） ，MATLAB6.X 软件 1 套。实验 1 系统的传递函数阵和状态空间表达式的转换实验目的 1 学习多变量系统状态空间表达式的建立方法、了解系统状态空间表达式与传递函数相互转换的方法；2 通过编程、上机调试，掌握多变量系统状态空间表达式与传递函数相互转换方法。实验内容 1 设系统的模型如式(1.1)示。(1.1)pmnRyuRxDCyBuAx其中 A 为 nn 维系
4、数矩阵、B 为 nm 维输入矩阵 C 为 pn 维输出矩阵，D为传递阵，一般情况下为 0，只有 n 和 m 维数相同时，D=1。系统的传递函数阵和状态空间表达式之间的关系如式(1.2)示。(1.2)DBASICsdenumG1)()(式(1.2)中， 表示传递函数阵的分子阵，其维数是 pm； 表示传)(sden递函数阵的按 s 降幂排列的分母。2 实验步骤 根据所给系统的传递函数或（A、B、C 阵） ，依据系统的传递函数阵和状态空间表达式之间的关系如式(1.2)，采用 MATLA 的 file.m 编程。注意：ss2tf 和 tf2ss 是互为逆转换的指令； 在 MATLA 界面下调试程序，并
5、检查是否运行正确。 例 1.1 已知 SISO 系统的状态空间表达式为(1.3)，求系统的传递函数。(1.3),63123401321 uxx 3210xy程序:%首先给 A、B、C 阵赋值；A=0 1 0;0 0 1;-4 -3 -2;B=1;3;-6;C=1 0 0;D=0;%状态空间表达式转换成传递函数阵的格式为num,den=ss2tf(a,b,c,d,u)num,den=ss2tf(A,B,C,D,1) 程序运行结果:num =0 1.0000 5.0000 3.0000den =1.0000 2.0000 3.0000 4.0000从程序运行结果得到:系统的传递函数为: (1.4)
6、4325)(3ssSG 例 1.2 从系统的传递函数(1.4)式求状态空间表达式。程序:num =0 1 5 3; %在给 num 赋值时，在系数前补 0，使 num 和 den 赋值的个数相同；den =1 2 3 4;A,B,C,D=tf2ss(num,den)程序运行结果:A =-2 -3 -41 0 00 1 0B =100C =1 5 3D =0由于一个系统的状态空间表达式并不唯一, 例 1.2程序运行结果虽然不等于式(1.3)中的 A、B、C 阵，但该结果与式(1.3)是等效的。不防对上述结果进行验证。 例 1.3 对上述结果进行验证编程%将例 1.2上述结果赋值给 A、B、C、D
7、 阵；A =-2 -3 -4;1 0 0; 0 1 0;B =1;0;0;C =1 5 3;D=0；num,den=ss2tf(A，B，C，D,1)程序运行结果与例 1.1完全相同。实验要求在运行以上例程序的基础上，应用 MATLAB 对(1.5)系统仿照例 1.2编程，求系统的 A、B、C、阵；然后再仿照例 1.3进行验证。并写出实验报告。(1.5)4325)(3ssSG提示：num =0 0 1 2；0 1 5 3；实验 2 状态空间控制模型系统仿真及状态方程求解实验目的 1、熟悉线性定常离散与连续系统的状态空间控制模型的各种表示方法。2、熟悉系统模型之间的转换功能。3、利用 MATLAB
8、 对线性定常系统进行动态分析实验内容 1、给定系统 ，求系统的零极点增益模型和状态空间模125.03)(3ssG型，并求其单位脉冲响应及单位阶跃响应。num=1 2 1 3;den=1 0.5 2 1;sys=tf(num,den);sys1=tf2zp(sys);sys2=tf2ss(sys);impulse(sys2);step(sys2)sys=tf(num,den)Transfer function:s3 + 2 s2 + s + 3-s3 + 0.5 s2 + 2 s + 1sys1=tf2zp(num,den)sys1 =-2.1746 0.0873 + 1.1713i0.0873
9、 - 1.1713ia,b,c,d=tf2ss(num,den)a = -0.5000 -2.0000 -1.00001.0000 0 00 1.0000 0b = 100c = 1.5000 -1.0000 2.0000d = 1单位脉冲响应：0 5 10 15 20 25 30 35-1-0.500.511.5 Impulse ResponseTime (sec)Amplitude图 1.1 系统的单位脉冲响应单位阶跃响应：0 5 10 15 20 25 30 3511.522.533.54 Step ResponseTime (sec)Amplitude图 1.2 系统的单位阶跃响应2、
10、已知离散系统状态空间方程： )(021)( )(102)(kxky kux采样周期 。在 域和连续域对系统性能进行仿真、分析。sTs5.0Zg = -1 -3 -20 2 00 1 2 h = 21-1 c = 1 0 0 d=0 u=1; dstep(g,h,c,d,u)Z 域性能仿真图形：0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5-35-30-25-20-15-10-505 Step ResponseTime (sec)Amplitude图 1.3 离散系统的阶跃响应sysd=ss(g,h,c,d,0.05) a = x1 x2 x3x1 -1 -3 -2x2 0 2
11、0x3 0 1 2 b = x1 2x2 1x3 -1c = x1 x2 x3y1 1 0 0d = u1y1 0Sampling time: 0.05Discrete-time model. sysc=d2c(sysd,zoh)a = x1 x2 x3 x4x1 -9.467e-008 -17.45 -9.242 -62.83x2 4.281e-015 13.86 3.115e-015 2.733e-015x3 -1.41e-014 10 13.86 -1.396e-014x4 62.83 48.87 41.89 9.467e-008b = u1x1 1.035x2 13.86x3 -17.
12、73x4 -66.32c = x1 x2 x3 x4y1 1 0 0 0d = u1y1 0step(sysc) ；连续域仿真曲线：0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18-8-6-4-2024 Step ResponseTime (sec)Amplitude图 1.4 离散系统转连续系统后的阶跃响应实验要求1、进行模型间的相互转换。2、绘出系统单位阶跃及脉冲曲线。实验 3 能控能观判据及稳定性判据实验目的 1、利用 MATLAB 分析线性定常及离散系统的可控性与可观性。2、利用 MATLAB 进行线性定常及离散系统的李雅普诺夫稳定性判据。实验
13、内容 1、已知系统状态空间方程：（1） xyux02121（2） xyux10123（3） )(12)( 0321)(0kxky ux对系统进行可控性、可观性分析。以第一题为例：（1）a=-1 -2 2;0 -1 1;1 0 -1a = -1 -2 20 -1 11 0 -1 b=2 0 1b = 201 c=1 2 0c =1 2 0 Qc=ctrb(a,b)Qc = 2 0 00 1 01 1 -1rank(Qc)ans = 3，系统满秩，故系统能控。rank(obsv(a,c)ans = 3，系统满秩，故系统能观。（2） 、 （3）两题计算方法相同。2、已知系统状态空间方程描述如下：，
14、，0102453A1B247C试判定其稳定性，并绘制出时间响应曲线来验证上述判断。A=-10 -35 -50 -24;1 0 0 0;0 1 0 0;0 0 1 0;B=1;0;0;0;C=1 7 24 24;D=0;z,p,k=ss2zp(A,B,C,D,1);Flagz=0;n=length(A);for i=1:nif real(p(i)0Flagz=1;endenddisp(系统的零极点模型为);z,p,k系统的零极点模型为z =-2.7306 + 2.8531i-2.7306 - 2.8531i-1.5388 p =-4.0000-3.0000-2.0000-1.0000k =1.0
15、000if Flagz=1disp(系统不稳定);else disp(系统是稳定的);end运行结果为:系统是稳定的step(A,B,C,D);0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.500.10.20.30.40.50.60.70.80.91 Step ResponseTime (sec)Amplitude图 2.1 系统的阶跃响应实验要求1、判断系统的可控性，求解系统的变换矩阵 Qc。 （可选一个习题）2、判断系统可观测性，求解系统的变换矩阵 Qo。3、判断系统稳定性，绘制时间响应曲线。实验 4 状态反馈及状态观测器的设计实验目的 1、熟悉状态反馈矩阵的求法。2、熟悉状态观
16、测器设计方法。实验内容 1、 某控制系统的状态方程描述如下：2471,0,102453CBA通过状态反馈使系统的闭环极点配置在 P=-30，-1.2,-2.4 4i 位置上,求出状态反馈阵 K,并绘制出配置后系统的时间响应曲线。 A=-10 -35 -50 -24;1 0 0 0;0 1 0 0;0 0 1 0; B=1;0;0;0;C=1 7 24 24;D=0; disp(原极点的极点为);p=eig(A) disp(极点配置后的闭还系统为)极点配置后的闭还系统为 sysnew=ss(A-B*K,B,C,D) step(sysnew/dcgain(sysnew)运算结果为：原极点的极点为p
17、 =-4.0000 -3.0000 -2.0000 -1.0000 P=-30;-1.2;-2.4+sqrt(-16);-2.4-sqrt(-16); K=place(A,B,P)K =26.0000 172.5200 801.7120 759.3600 disp(配置后系统的极点为)配置后系统的极点为 p=eig(A-B*K)p =-30.0000 -2.4000 - 4.0000i -2.4000 + 4.0000i -1.2000 a = x1 x2 x3 x4x1 -36 -207.5 -851.7 -783.4x2 1 0 0 0x3 0 1 0 0x4 0 0 1 0b = u1x
18、1 1x2 0x3 0x4 0c = x1 x2 x3 x4y1 1 7 24 24d = u1y1 0Continuous-time model.0 0.5 1 1.5 2 2.5 300.20.40.60.811.21.4 Step ResponseTime (sec)Amplitude图 3.1 极点配置后系统的阶跃响应2、考虑下面的状态方程模型：0,1,0,108.29 DCBA要求选出合适的参数状态观测器(设观测器极点为 op=-100;-102;-103)。程序如下：A=0 1 0;980 0 -2.8;0 0 -100;B=0;0 ;100;C=1 0 0;D=0;op=-100
19、;-102;-103;sysold=ss(A,B,C,D);disp(原系统的闭还极点为);p=eig(A)n=length(A);Q=zeros(n);Q(1,:)=C;for i=2:nQ(i,:)=Q(i-1,:)*A;endm=rank(Q);if m=nH=place(A,C,op);elsedisp(系统不是状态完全可观测)enddisp(状态观测器模型);est=estim(sysold,H);disp(配置后观测器的极点为);p=eig(est)运行结果：原系统的闭还极点为p =31.3050-31.3050-100.0000状态观测器模型配置后观测器的极点为p =-103.0
20、000-102.0000-100.0000实验要求1、求出系统的状态空间模型；（可选一个习题）2、依据系统动态性能的要求， 确定所希望的闭环极点 P；3、利用上面的极点配置算法求系统的状态反馈矩阵 K；4、检验配置后的系统性能。磁芯材料的选取一、各种磁芯的磁导率参数对比铁粉芯磁环（2 材/红灰环） -2 材的磁导率比其他没有附加空隙损耗的材料更能降低操作时的 AC 通量密度 铁粉芯磁环（8 材/黄红环） -8 材在高偏流的情况下，磁芯损耗低，并且线性良好，是良好的高频材料，也是最贵的材料 铁粉芯磁环（18 材/绿红环） -18 材跟材料-8 一样，磁芯损耗低，但磁导率较高而成本较低，有良好的
21、DC 饱和特性 铁粉芯磁环（26 材/黄白环） -26 材最为通行的材料，是一种成本效益最高的一般用途材料，适合功率转换和线路滤波等各种广泛用途。 铁粉芯磁环（33 材/灰黄环） -33 材是一种可代替材料-8 但不昂贵的选择，适用于高频率时磁芯损耗不重要的情况，高偏流时线性良好。 铁粉芯磁环（40 材/绿黄环） -40 材是最便宜的材料，其特性与最通用的材料-26 颇相似，普遍应用于较大的尺寸 铁粉芯磁环（52 材/蓝绿环） -52 材在高频率下磁芯损耗较低，而磁导率与材料-26 相同，在新型的高频抗流器上应用广泛。 材质性能 MATERIAL PROPETIES 材质编号 有效磁导率 磁导
22、率温度系数（+PPm/oC) 颜色 -26 75 825 黄/白 -52 75 650 绿/蓝 -18 55 385 绿/红 -40 60 950 绿/黄 -33 33 635 灰/黄 -28 22 415 灰/绿 -38 85 955 黑/灰 -45 100 1040 黑色 -8 35 255 黄/红 注：有效磁道率仅作参考，磁芯按电感值 AL 制定。 铁芯：IRON POWDER CORE，适用于-65oC-+125oC 的温度范围，当铁芯处于较高的温度环境中，会使电感和品质因数“Q ”，永久性降低，IRON CORE磁环特性的偏差程度取决于时间、温度、磁芯大小，频率和磁通量密度等。 磁性
23、偏差：磁芯是按列出的额定电感 AL 值，每种材料有效磁道率，仅作参考，AL 值偏差为10%，测试条件：10KHZ 的频率下环形铁芯是均匀分布，单层绕线测试。 表面涂装：我司生产 IRON POWDER CORE 是用环氧树脂绝缘油漆，耐压 600VMIN。二、磁性选型的一点建议：磁芯这个东西是最麻烦的，偏偏搞充电器还避不开。这东西每个厂家的产品都不一样，最好是跟厂家联系，他们有数据手册，上面很详细，按照手册选就行了。导磁率，频率这些都跟使用的材料有关，还跟工艺有关，不是在市场上买来就随便用的。三、不同型号磁芯的磁饱和问题： 在网上找到了一本书开关电源中的磁性原件 ，大致翻了一下，说是 BOOS
24、T/ BUCK/还有直流滤波功率电感这些属于 1 类磁性材料，由于工作环境电流大并且直流成分比较大，因此容易磁饱和，造成电感量急剧下降，要采用导磁率比较低的材料才行（通常导磁率高的材料容易饱和） 。 我想可能黑色的那种铁氧体材料并不适合在 BUCK 这类应用，虽然它的导磁率是最高，绕一圈就能到 20UH 左右，可是在电流稍微大一些的环境下就会导致饱和，导致大电流下的电感量急剧下降，自身的损耗也巨大，因此会产生发热的情况。 可能还是用黄白这类的磁性材料比较适合，虽然要多绕好多圈。我在网上找了一圈发现不少大功率开关电源拆机的照片中，好像这类电感都是用的黄白磁芯，还有用的是黄红磁芯。提供一个网站：h
25、ttp:/ 这里有不少磁芯，还有拆机电源的照片，都是洋垃圾上拆的，不过可以参考下刚才去拆了 N 种牌子的烂电脑主板，发现上边为 CPU 供电的电源部分无一例外的使用蓝绿环，看来这种规格的适合 BUCK 电源使用。 铁粉芯磁环（52 材/蓝绿环） -52 材在高频率下磁芯损耗较低，而磁导率与材料-26 相同，在新型的高频抗流器上应用广泛。刚才测试了 3 种磁心在大电流下的表现，均为 300uH 左右： 1：灰黑色的磁环。 磁导率最高，一圈漆包线可获得几十微亨的电感量，仅绕 11 圈就有 300uH 左右的电感量，作为 LM2575-5.0 的电感，数据如下： 12V 输入，输入电流 0.5A，输
26、出 5V，电流 0.5A，效率(0.5*5)/（0.5*12）=41.7% 实际表现：电感无高于室温的温度产生，LM2575 在 15 秒内发热烫手，无法触摸。 2：黄白色的磁环。 磁导率很低，一圈漆包线的电感量无法用 UT70A 的 2mH 电感档测出，绕 300uH 电感实际用直径 0.53 的漆包线 1.5 米，同样作为 LM2575-5.0 的电感，数据如下： 12V 输入，输入电流 0.34A，输出 5V，电流 0.795A，效率(0.795*5)/（0.34*12）=97.4% 实际表现：电感无高于室温的温度产生，LM2575 在 2 分钟内仅感觉到温温，比室温高 5度左右。 3：
27、蓝绿色的磁环。 磁导率很低，一圈漆包线的电感量无法用 UT70A 的 2mH 电感档测出，绕 300uH 电感实际用直径 0.53 的漆包线 1.4 米，同样作为 LM2575-5.0 的电感，数据如下： 12V 输入，输入电流 0.34A，输出 5V，电流 0.8A，效率(0.8*5)/（0.34*12）=98% 实际表现：电感无高于室温的温度产生，LM2575 发热量比黄白磁环的电感还要略低。 通过对比可见，蓝绿色的磁环最适合做电源电感的，黄白色的综合性能也不输于蓝绿的，最差劲的是磁导率最高的灰黑色磁环，严重磁饱和，导致 LM2575 的发热量跟 7805 相当，效率极低，看来选磁心，并不
28、是磁导率越大越好。alien2006 上传的电源磁性材料选型的书非常好，大家应该认真的读一读，感谢 alien2006 和 eblc1388！ 客观实验数据非常有说服力，果然灰黑色的磁芯不适合 BUCK 应用，也难怪电流稍微大点我的 MOS 管烫得要命呢。看来还是得去买黄白色的磁环才对，不明白的是卖磁环的店主怎么都是一致推荐灰黑色呢，都跟他说明要做 DC/DC 应用的了，唉，害得我白买了一大堆黑色的磁环。 。 。 电感、电容通常大家的概念里只是关心值是多少， （电容多了个耐压） 实际上，这两个东东的实际性能跟它是用什么材料制成的非常有关系。 但是，这些知识却是不容易查找到。我之前在做电子镇流器
29、时，也是才基本明白电容的选择还有许多名堂（样板用的是拆别的成品，但是到市场上一问，用在镇流器上的电容不是随便可以选的）今天找到一家点品种比较全的，老板也比较懂行些。买了 5 种磁环每种各 5 个回来测试，老板娘看俺好学，又送了偶 2 个黑色的环，说是跟普通的黑色磁环是不一样的，我跟之前那种黑色（绕一圈就 20 多 uH 的黑色那种，老板说其实就是绿环没上色之前的样子）对比了下，发现这种新的磁环的颗粒比较粗，是亚光的，而之前那种颗粒很细腻很光亮，老板娘说这种是大功率的让俺也试试。估计这个就是 JUNSI 推荐的黑色铁铝硅吧，我绕了 10 圈电感量是 27uH 也远远小于原先那种。 今天由于相机被
30、同学借走了，没法拍照给大家看，等过几天一定补上。我先是每种磁环用单股高温线（外面有塑料层绕着方便）绕 10 圈，再用胜利 VC9805A 数字表的 2mH 测电感量，数据如下，供大家参考。 磁环 10 圈总电感量 折算单圈电感量 黄白磁环（直径 23/高 8）绕 10 圈(电线 30cm) 6uH 0.6uH/N 绿色磁环（直径 23/高 8）绕 10 圈 233uH 23.3uH/N 绿蓝磁环（直径 23/高 8）绕 10 圈 8uH 0.8uH/N 黄红磁环（D18/H5）绕 10 圈 3uH 0.3uH/N 黑色磁环(颗粒较粗糙亚光 D27/H7)绕 10 圈（40CM） 27uH 2.
31、7uH/N 大家做开关电源实验时，在设备许可下，请一并测量开关频率。这样得出的实验结果以後更有参考利用价值。提供磁性材料厂的网址：http:/ 用铁硅铝磁环性能最好，但价钱稍微贵些 推荐用美磁的铁硅铝磁环，如 77930 等做充电器 电感量跟匝数比成平方关系的。做电源的话，可以去电源网 看看，里面有很多高手 用美磁的磁环或替代品的话可以去美磁的网站下载个计算磁环电感设计的软件 http:/www.mag- 电感方面我倒有一点见地，之前做过比较多的开关电源，目前正在做的 PFC，就是选择材料不由一点大意，之前选过的环形电感导磁率太低了后来选了铁硅铝，才发现铁硅铝的导磁率很高。其中：MPP CO
32、RES（铁镍钼磁粉芯） ；HIGH-FLUX CORES （高磁通磁粉芯） ；SENDUST （KOOL-Mu）CORES （铁硅铝磁粉芯） ，产品等同于美国 MAGNETICS 等。目前广泛运用于 PFC 电感、高 Q 值滤波器、负载线圈、线路噪音滤波器、脉冲变压器及开关电源中能量储存和滤波电感器等。特别是在发现做功率方面的时候，如果发现环形电感很热的时候，第一反应应该是电感趋向饱和了，要换磁芯。 如果参数不合理导致电感饱和，线圈和开关管肯定会发热的，而且温度是急剧升高，这是一个正反馈过程： 1。 电感进入饱和，说明控制电路认为每个开关周期馈送到输出端的能量不够，因此才会增加占空比，提升开关
33、电流； 2。 当电流增加到电感饱和的时候，有效电感量会降低，电流增长速度提升，导通时间增加，电流会加倍增长； 3。 但是，由于电感磁饱和，电流的增长并不能有效增加馈送到输出的能量，因此控制电路会进一步增加占空比； 4。 电感饱和后，开关电流本来就增加不少，占空比进一步增加，电感量反而下降，会使得电流增长更加严重， 5。 电流进一步增加，控制电路仍然发现输出不能满足要求，还会继续提升占空比； 6。 如此反复，直到开关电流达到安全限制门槛，这时候，基本上相当于电源通过电感直流电阻和开关管导通电阻短路到地； 达到第六步的时候，相当于电源和地之间用两个小电阻短路，肯定会严重发热。每种磁环都有其特定的工
34、作范围。要用对磁环才好评价。 比如在音响分频器里边就不适宜使用有极性电解电容，在大部分的电源 IC 输出部分不适合使用 ESR 非常低的贴片陶瓷电容等等。 黄白环一般多用在开关电源的输入端做差模电感，主要应对 50Hz。蓝绿环在频率不太高的时间偶可以用作输出滤波电感-明伟电源有这样的设计。 如果频率超过 100K，就只能选用铁硅铝或铁镍钼之类的磁环了。这类环通双色环（黄白、蓝绿）是完全不同的。 很简单，在满足其他所有指标时，效率、温升许可的磁环就是适合的。磁环的电感量是与匝数的平方成正比的。 对于一个未知的磁环，测出 uH/(n2)就可以了 黄环绕出来电感量低不是垃圾，它是抗饱和磁环，很多地方
35、就需要这样DC-DC 转换电路模块 使用此电路的目的在于最大限度地降低模块的功耗，同时，为下一级提供一个稳定的直流电压。它的电路图如下：DC-DC 电路为有核心芯片 TL494 作控制的单端 PWM 降压型开关稳压电路。图中 R10与 C5 决定开关电源的开关频率。电阻 R8 作为限流保护电阻用。其片内误差放大器（EA1）的同相输入端（脚 2）通过 5.1 千欧电阻（R7）接入反馈信号，从后级线性稳压电路得到分压。开关管采用 PNP 型大功率晶体管。工作原理：在恒定频率的 PWM 通断中，控制开关通断状态的控制信号是通过一个控制电压 UVOM 与锯齿波相比较而产生的。控制电压则是通过偏差（即实
36、际输出电压与其整定值之间的差值）获得的。锯齿波的峰值固定不变，其重复频率就是开关的通断频率。在PWM 控制中，这以频率保持不变，频率范围为几千赫到几百千赫。当放大的偏差信号电平高于锯齿波的电平时，比较器输出高电平，这以高电平的控制信号导致开关导通，否则，开关处于关断状态。当后级反馈电压高于 TL494 的基准电压 5V 时，片内误差放大器 EA1输出电压增加，将导致外接晶体管 T 和 TL494 内部 T1,T2 管的导通时间变短，使输出电压下降到与基准电压基本相等，从而维持输出电压稳定，反之亦然。参数计算：由 R10=39 千欧，C 50.01uF, 得振荡频率 fosc=28.2kHZ为保
37、证电流连续，电感取值不能太小，但也不能太大。计算如下：Lmin=(UI-UO) )/(2I0)TON =(35-10)/(21.5)0.00002=167uH CU0Toff/(8lfU0) =15100.000001/(80.0013010000.1) =6.25uF Iop=ILP=(UI-UO)/(2L)0.00002+1.5=1.75A线性稳压电路模块 本电路的目的是在第一级稳压的基础上实现线性高精度稳压，降低纹波，提高电压调整率和负载调整率，最终达到题目的指标要求。原理如下图所示：此电路继承了 DC-DC 变换器的输出电压。在本电路中，首先输入电压在精密稳压源上产生一个稳定的参考电压
38、，接到由运放组成的比较电路的正端输入脚。输出电压经过电阻分压之后反馈至运放的负输入端。运放的输出电压控制达林顿管的发射极电压，得到所需的高度稳定的直流电压。参数计算: U0=Uref(Rx+R5+R6)/(R5+R6)RX=3 千欧 ，R5=1 千欧 ，Uref =6V,则当 R6=0.67 千欧时 U0=(2.56)/(1+0.67)=9V当 R6=0.25 千欧时 U0=(2.56)/(1+0.25)=12V恒压差控制模块 在 DC-DC 转换电路和线性稳压电路间采用恒压差控制，即：通过反馈，使 DC-DC 变换电路输出电压与线性稳压输出电压差值恒定，这样，既可保证线性稳压电路所需的电压差
39、，又降低了线性稳压电路低压输出的损耗，提高稳压模块的整体效率。而且，在整个模块输入电压发生较大幅度变化时也能够进行高精度的稳压，纹波也会因此大大降低。在这一模块电路中，还接有软启动电路，在开关机时，对产生过冲现象有相当大程度上的抑制。同时，通过控制 DC-DC 变换器的脉宽，可实现过热，过流保护。这一部分的电路整合到了第 3 模块中图 2 LM317 集成稳流电路PWM DC/DC 变换器（采用 UC3843 的方案）图 7 PWM DC/DC 变换器的原理图1MHz 电流型 PWM DC/DC 变换器的原理图。电流型控制电路以 UC3843 为核心，开关频率为 1MHz；变换器采用推挽式 3
40、主电路 ；同步整流采用功率 MOSFET 可控整流电路；辅助电流由电阻和 12V 稳压管组成(也可采用自举电路) ，为 UC3843 提供+12V 电源；电流采样是取变压器初级串联电阻上的电压。UC3843 的限流和占空比控制 变压器初级电流流过取样电阻 R 后，在 R 两端产生正比于初级电流的电压，该电压经 RC 滤波加到 UC3843 的 9 脚，从而实现逐周限流。正常工作状态下，UC3825 的 9 脚输入电压必须低于 1V 门限电压。9 脚输入电压超过 1V 时，脉宽将随之变窄。当 9 脚输入电压超过 1.4V 时，输出电流中断，并且 UC3843 开始软启动程序。 利用斜坡 RAMP
41、 脚(7 脚 )输入信号， UC3843 可以实现电流型控制或常规的占空比控制。当该脚接定时电容器时，UC3843 可以实现占空比控制。当 RAMP 脚接电流取样电阻时， UC3843 可以实现电流型控制。在这种应用电路中，初级电流波形经过很小的 RC 滤波网络后，产生斜坡波形。RC 网络的作用是斜率补偿。该输入信号的动态范围为 1.3V，通常用来产生 PWM 斜率补偿。同步整流电路 过去低电压输出的 DC/DC 开关变换器采用肖特基二级管作为同步整流管，其正向压降约为 0.4 0.65V，低电压、大电流时通态功耗很大。因功率MOSFET 管的正向压降很小，所以用功率 MOSFET 管作为输出
42、的整流管。与肖特基二极管相比，用功率 MOSFET 管的优点除了正向压降很小外，还有阻断电压高，反向电流小等优点。图 2 所示为输出全波同步整流电路。功率MOSFET 管 VT1、VT2 为两个整流管(VD1、VD2 分别为 VT1、VT2 内部反并联二极管) 。当变压器次级绕组同名端为正时，VT2、VD2 同时导通，VT1、 VD1 阻断 ，在 L1 续流期间，VT1、VT2 截止，VD1、VD2 同时导通续流；反之，当变压器次级绕组同名端为负时，VT1、VD1 同时导通，VT2、 VD2 阻断，在 L1 续流期间，VT1、VT2 截止，VD1、VD2 同时导通续流。 采取此功率 MOSFE
43、T 管整流电路，可以大大提高整流效率。输出+5V/20A，采取导通电阻 10m 的功率 MOSFET 管，则导通损耗为：PON=10m(20A)2=4103mW=4w如果采取肖特基二极管整流电路，肖特基二极管的导通压降取 0.6V，则导通损耗为： PON=0.6V20A=12w 可见仅整流管损耗就减小 8W，效率约能提高 6%。 变压器的制造 初级绕组 N2 与次级绕组 N4 之间具有较紧密的耦合；而初级绕组 N1 到初级绕组 N2 之间的耦合不很严格。 高频设计 需要特别注意外部导体和元件的布置，减小不必要的电感和电容影响。所有的导线长度必须尽可能地短。印制电路板应仔细地布置元件及其连接。功率 MOSFET 管栅极的电阻应选碳成分的电阻，以降低串联电感。
