1、第8章 对特殊通信系统的对抗技术,8.1 概述 8.2 扩频通信系统及其特点 8.3 直接序列扩频通信系统对抗技术 8.4 跳频通信系统对抗技术 8.5 通信链路对抗技术 8.6 通信网对抗技术 习题,8.1 概述信息化战争和数字化军队不仅使通信对抗的作战环境发生了根本性的变化，而且使通信对抗的作战对象和内容也发生了根本性的变化。早期的通信对抗一般是在陆、海、空三军战术通信的范围内进行，仅仅针对通信信道和传输链路而言，其实质是敌对双方为争夺无线电信号频谱控制权展开的电磁斗争，作战对象是点对点的通信信道(链路)信号。进入20世纪90年代，随着各种低截获概率通信体制的出现和广泛应用，以及通信网络化
2、技术的成熟，为适应网络中心战的战场透明、信息畅通并及时地流向任何需要信息数据的个人和装备的需要，在战场上出现了一,种把包括敌我识别、卫星导航、遥测遥控和雷达等非通信的军用信息系统在内的各种信息装备、作战平台，以及指挥官和普通士兵利用计算机和通信网连接成一个无缝隙的战场电子信息网络C4ISR系统。C4ISR系统在实战中的应用，极大地提高了夺取战场信息优势和各军兵种与各类平台的联合作战能力，是名副其实的兵力倍增器。为实现对C4ISR系统的有效对抗，破坏或降低各军用信息系统的作战能力是其重要的途径之一，而斩断该系统的纽带通信网，更是一个高效能的措施。因此，本章拟对现代通信网中最常用的低截获概率通信体
3、制(如扩频通信、数据链通信、通信网等)的对抗技术进行讨论，重点是扩频通信系统的对抗。,扩频扩频通信系统是指待传输信息的频谱用某个特定的扩频函数扩展后成为宽频带信号，送入信道中传输，再利用相应手段将其压缩，从而获取传输信息的通信系统。按照其工作方式可以分为直接序列扩频、跳频扩频(FHSS)、跳时扩频(THSS)，以及以上三种基本扩频方式的结合。跳频扩频通信采用某种形式的伪随机码，使其发射频率在约定的某个频率集中高速跳变，给通信对抗系统截获和分析带来极大的困难，导致通信对抗系统截获概率下降甚至不能截获。直接序列扩频通信系统中，利用高速率的伪随机(PN)序列对低速率的信息序列进行扩频调制，然后进行载
4、波调制，得到扩频调制的宽带射频信号。扩频调制使扩频发射信号的带宽增加、功率谱密度降低，直至被噪声所淹没，使侦察干扰机难以截获它的发射信号。如何有效的截获和干扰这两种扩频信号己成为通信对抗领域迫切解决的难题。,8.2 扩频通信系统及其特点本节简单介绍几种扩频通信系统的基本特点，其详细的讨论请参考相关的书籍和资料。 8.2.1直接序列扩频(DSSS)在直接序列扩频(DSSS)通信系统中，利用高速率的伪随机(PN)序列对低速率的信息序列进行相乘(模2加)，然后进行载波调制，得到扩频调制的宽带射频信号。直接序列扩频系统的组成原理如图8.2-1所示。在接收端，接收到的扩频信号经过混频放大后，用与发送端同
5、步的伪随机码序列对中频信号进行相关解扩，将宽带扩频信号恢复为窄带中频信号，然后再进行解调，得到信息码序列。,图8.2-1 直接序列扩频系统的组成原理,直接序列扩频系统的频谱变化过程如图8.2-2所示。 由图8.2-2可知，DSSS通信系统有很强的抗干扰能力。图8.2-2(d)是接收到的信号和噪声、窄带干扰信号谱的示意图。在解扩前，窄带干扰信号的谱比信号窄，但是电平比信号高。解 扩后，窄带干扰信号的能量被扩散到整个扩频带宽中，其电平明显降低，而噪声电平基本不变。信号在解扩后，能量集中到窄带(解调器带宽)内部。于是只有落入解调器滤波器带宽内部的干扰和噪声能量才会影响通信性能，因此，它可以很好的抑制
6、窄带干扰。DSSS通信系统可以采用的载波调制方式有BPSK、MSK、QPSK、TFM等，其中以相位调制方式应用最多。,图8.2-2 直接序列扩频系统的频谱变化过程,图8.2-3 跳频通信系统的组成,跳频通信系统的基本原理是：在发送设备中，利用伪随机码控制发射频率合成器的频率，使发射信号的频率按照通信双方事先约定好的协议(跳频图案)进行随机跳变。在接收端，接收机混频器的本振也是按照相同的规律跳变，如果接收频率合成器的频率和发射信号的频率变化完全一致，那么就可以得到一个固定频率的中频信号，进一步可以解调信号，使得收发双方频率一致的过程称为跳频码同步。跳频图案(即跳频规律)通常采用伪随机序列产生，跳
7、频信号的发射频率随机地在若干个频率(几十至几百个)之间随机出现，因此具有很强的抗干扰和抗截获能力。跳频通信系统多用FSK/ASK(可利用非相干方式解调)等调制样式。设跳频信号的频率集为,fi f1, f2, f3, fN (8.2-3) 即发射信号的载波频率 fi在时间(i1)ThtiTh内取频率集中的某个频率。Th是每个频率的持续时间，称为驻留时间。跳频系统频率合成器产生的频谱和跳频信号的频谱如图8.2-4所示。理想的频率合成器产生的频谱是离散的、等间隔的、等幅的线谱，占用的频带B=fNf1+F，每个频率之间的间隔为F，某一时刻的频率是N个频率中的一个，由PN码决定。在某一时刻，跳频系统是窄
8、带的。从整个时间观察，信号在整个频带内跳变，是宽带的。 将载波频率随时间变化的规律绘成图，就得到所谓跳频图案。典型的跳频图案如图8.2-5所示。,图8.2-4 跳频系统的频谱,图8.2-5 跳频图案,跳频系统可以按照跳频速率划分为快速跳频(FFH)、中速跳频(MFH)和慢速跳频(SFH)。具体有两种划分方法，第一种划分方法是，如果跳频速率Rh大于信息速率Ra，即RhRa，则称为快速跳频；反之，则称为慢速跳频。另一种划分是按照跳频速率进行划分：慢速跳频(SFH)：Rh的范围为10100h/s；中速跳频(MFH)：Rh的范围为100500h/s；快速跳频(FFH)：Rh大于500h/s。与DSSS
9、扩频系统类似，跳频扩频系统的处理增益是其抗干扰的重要指标。如果在一个频带Bh内，等间隔分为N个频道，频率间隔为F，信息带宽BaF，则其处理增益为,图8.2-6 跳时扩频系统原理,在发送端，经过调制的信号被送到一个射频开关，该开关的启闭受一伪码的控制，信号以脉冲的形式发送出去。在接收端，本地伪码与发送端伪码完全同步，用于控制两个选通门，使传号和空号分别由两个门选通后经检波进行判决，恢复信息码。跳时系统输出的信号波形如图8.2-7所示。 跳时系统一般很少单独使用，通常与其他扩频系统组合使用，形成混合扩频系统。如FHTH、THDS、FHTHDS等混合扩频系统。,图8.2-7 跳时信号波形,8.3 直
10、接序列扩频通信系统对抗技术直接序列扩频通信系统的载波调制一般为BPSK/QPSK调制，它是用高速率的伪噪声序列与信息码序列模2相加后(波形相乘)的复合码序列去控制载波的相位而获得直接序列扩频信号，简称直扩信号，它具有以下基本特点：(1)抗干扰性能好：具有极强的抗宽带干扰、窄带瞄准式干扰、转发式干扰的能力，有利于电子反对抗。(2)保密性能好：由于系统可以使用码周期很长的伪随机码序列作为扩频码，经它调制后的数字信息类似于随机噪声，不会轻易被普通的侦察手段和破译方法发现和识别。,(3)功率谱密度小：直接序列扩频通信系统展宽了传输信号的带宽，使得功率扩展到较宽的频带内，降低了对地面通信的干扰。由于直扩
11、信号这些突出的特点，近年来在军事通信和民用通信领域得到了广泛的发展和应用。因此，直扩系统的对抗技术已经成为通信对抗领域的关键和热点技术问题之一。 8.3.1直接序列扩频通信信号的截获技术1.直扩信号的功率谱检测技术对DSSS信号功率谱的检测是一种基于能量的检测方法，又称为辐射计检测。早期的辐射计检测基于模拟技术实现，其原理类似于功率计或频谱分析仪。它利用宽带接收机接收直扩信号，对信号进行宽带检波得到其功率谱，检测和判断是否存在直扩信号。随着数字信号处理技术的发展，数字化功率谱检测技术将逐步取代模拟技术。,2)参数化功率谱估计参数化功率谱估计是把待估计功率谱的信号假定成一个输入为高斯白噪声的线性
12、系统的输出，通过估计该线性系统参数来进行信号功率谱的估计，该方法适合在信号的数据长度较短 时的功率谱估计，其中具有代表性的是Yule-Walker自回归方法和Burg方法。这里以Yule-Walker自回归方法为例说明功率谱估计过程。将离散随机过程x(n)视为一个输入为白噪声v(n)的线性时不变系统产生的。设该系统为AR系统，系统模型为 x(n)+a1x(n1)+a2x(n2)+apx(np)=v(n) (8.3-8) 其系统函数为,2.直扩信号的时域相关法检测时域相关法是利用作为扩频码的伪随机序列的相关性，实现对DSSS信号的检测。对通信侦察系统而言扩频序列是未知的，不能利用匹配滤波或者相关
13、器实现，因此这里的检测是一种盲检测。1)扩频序列的相关特性设扩频码采用m序列，扩频码元宽度为Tc，长度为p，则其自相关函数为,图8.3-1 扩频序列的自相关函数,其中，Rs()是信号s(t)的自相关函数；Rn()是高斯白噪声的自相关函数。由于Rn()没有相关峰，因此相关函数Rx()的峰值就是信号s(t)的相关函数Rs()的峰值。根据这个特性， 就可以实现对DSSS信号的检测。根据上述理论分析，构造的归一化无偏估计和有偏估计的时域自相关检测器如图8.3-2所示。该检测器将离散的信号样本分为两路，将经过线性移位寄存器移位的信号与原信号样本进行相关，并且检测其相关峰。对于无偏估计，相关峰值只受信息码
14、的影响；而对于有偏估计，相关峰值除了受信息码的影响外，还与移位延时的值有关，随着延时增加，相关峰值逐步减小。 ,图8.3-2 时域相关检测器,3.直扩信号的倒谱法检测功率谱和时域相关法的检测是分别在频域和时域对直接序列扩频信号进行检测。利用倒谱对扩频信号的检测可以认为是频域检测方法的扩展。信号的倒谱定义为信号的功率谱取对数后再进行一次功率谱运算，即 C()=|FTlg|FTs(t)|2|2 (8.3-19) 其中,FT()是傅立叶变换，上述运算可以看成是从时间域t到伪时间域的变换。DSSS信号s(t)表示为,式(8.3-22)中存在三个分量，分别是信号的功率谱幅度、扩频码元宽度和扩频码周期。对
15、其进行傅立叶变换，由于三个分量在伪时间域几乎位于不同的伪时间段，因此求模和平方后不会出现交叉项，即倒谱输出仍然是三个分量：第一项是功率谱幅度，表现为位于零位置的脉冲；第二项为扩频码元宽度，表现为非常靠近零位置的分量；第三项表示为扩频码周期，在伪码时间重复出现。某典型DSSS信号的倒谱如图8.3-3所示。 当存在噪声时，高斯白噪声的倒谱将明显低于信号的倒谱，据此可以对DSSS信号进行检测和判断。,图8.3-3 典型DSSS信号的倒谱,设输入信号为x(t)=s(t)+n(t)，其中s(t)为扩频信号，n(t)为噪声，并且两者独立。于是其循环谱为 (8.3-31)由于当0时，高斯白噪声的循环谱为零，
16、而扩频信号的循环谱不为零，因此循环谱检测法具有极好的抑制高斯噪声的能力。在相同的扩频码长度为1023时，上述的几种扩频循环检测方法的性能是不同的。其中循环谱法性能最好，可以在22 dB的信噪比下完成扩频信号的检测。检测性能从好到差的次序为时域相关法、周期图法和倒谱法，其检测信噪比为1519dB。,2)利用循环谱相关函数估计码元速率利用循环谱相关函数只需要判别在0处有无谱线存在就可以检测直扩信号，并可根据谱线出现处的值来估计直扩信号的载频和扩频码速率。设直扩信号的载频为fc，码元速率决定于扩频码的码元速率Rc。从基本调制方式看，直扩信号是一种2PSK信号，因此可以按照2PSK信号来计算直扩信号的
17、循环谱相关函数。根据理论分析和计算，对于2PSK信号，当值改变时，在=kRc及=fc+kRc(k是整数，k=0,1,)处有峰值出现，其中，=0 =2fc处峰值最大，=+1=2fc+Rc或者=1=2fcRc处峰值次之。因此，可以对 在轴上进行搜索，当达到最大峰,(1)解扩的主要作用。直扩信号的解扩应以对其检测为前提，并在测量或估计技术参数的基础上进行解扩。其主要作用可提供高处理增益，恢复高信噪比的窄带信息流，即恢复基带信号，并得到扩频码，以便引导干扰设备进行相干干扰和欺骗干扰；进一步对基带信号解调，可获取情报信息。(2)解扩的主要途径。直扩信号解扩的基本思路是：一是采用无码解扩技术，在不知道扩频
18、码的基础上，对信息码进行估计；二是采用相关解扩技术，通过估计出扩频码，然后利用相关解扩方法对信息码进行恢复。直扩信号的盲解扩是一件十分困难的工作，目前仍处于研究中，有许多问题待解决。,8.3.3对直接序列扩频通信系统的干扰对直接序列扩频信号的干扰样式主要有相干干扰、拦阻干扰、转发干扰等。(1)相干干扰。任何与直扩信号不相干的规则干扰，都可以被直扩接收设备抑制掉。因此最佳干扰是在知道扩频码结构的情况下，以此扩频码调制到干扰信号上去，使直扩接收设备几乎100%的接收干扰信号，这样就可以最小的功率达到有效干扰目的，这就是“相干干扰”或“相关干扰”。如果再配以假信息，则可达到欺骗干扰的效果。在对直扩信
19、号准确检测、参数估计和解扩的基础上，就可以引导进行相干干扰了。相干干扰是在解扩后得到扩频码的基础上实现的，因此直扩信号的检测、参数估计和解扩是有效干扰直扩通信的关键和前提。,(2)拦阻干扰。若干扰信号的时域特征是不规则的，或者说是随机的，如高斯白噪声，其统计结构十分复杂，直扩接收设备对这种干扰就无法全部抑制。因此，通常在得不到扩频码结构的情况下，只要知道直扩信号的载波频率和扩频周期，甚至只要知道直扩信号分布的频段，采用高斯白噪声调制的大功率拦阻干扰，特别是梳状谱干扰，也能取得一定的效果。(3)转发干扰。转发干扰也是在得不到扩频码结构的情况下，只要知道扩频周期，把截获的直扩信号进行适当的延迟，再
20、以高斯白噪声调制经功率放大后发射出去，就产生了接近直扩通信所使用的扩频码结构的干扰信号，其效果介于相干干扰和拦阻干扰之间。,直接序列扩频系统的干扰性能主要取决于直接序列扩频系统中使用的扩频码的长度。短码每隔一个或几个数据比特就重复一次，而长码要隔很多个数据才重复一次。因此，恢复短码中的码序列就相对容易一些。这样，短码比长码更容易受电子支援和电子攻击。本节主要讨论在直接序列扩展频谱系统中，不同系统参数和干扰背景下，各种干扰波形的干扰效果。对干扰效果的分析，主要用平均误比特率来表征。它采用一定干扰功率利用率 下的平均误比特率作为干扰效果的测度。误比特率是指错误接收的信息量在传送信息总量中所占的比例
21、。对二进制编码而言，误比特率也等于误码率。,图8.3-4 宽带噪声干扰功率谱示意图,图8.3-5 宽带噪声干扰的误比特率和干信比的关系,信噪比对干扰效果也有明显的影响，信噪比越大其误比特率的曲线越陡，也就是随着信噪比的减小，到达同样的误比特率所需的干信比减小，或者所干扰效果明显变好。当信噪比为20dB、干信比为10dB，误比特率达到161的限度；当信噪比分别为15dB、10dB的时候，干信比相应的需要达到16dB、17dB，才能对目标信号施加有效干扰。3.部分频带噪声干扰部分频带噪声干扰是指干扰信号J(t)是噪声，并且它的带宽WJ小于直接扩频信号的带宽，即干扰带宽只是信号带宽的一部分。,图8.
22、3-6 部分频带干扰频谱示意图,将式(8.3-51)与式(8.3-43)对比，两者有基本相同的结果，即在WJWss且 fJ= f0的情况下，部分频带噪声干扰和宽带噪声干扰的效果类似。在信噪比为10dB的条件下，处理增益N对误码率Pe的影响如图8.3-7所示。 显然，在干信比相同的条件下，误比特率和处理增益成反比。干扰机克服直扩系统的处理增益后，才能产生干扰效应。当处理增益为100时，干信比要达到17dB以上才有可能对系统实施有效干扰；而在处理增益为10时，较小的干信比就可以对直扩系统实施有效的干扰。,图8.3-7 部分频带干扰的误比特率和处理增益的关系,图8.3-8 多音干扰频谱示意图,图8.
23、3-9 单音干扰在载频重合时的误比特率和干信比的关系,由图8.3-9可以看出，在音频频率等于载波频率的前提下，如果直扩系统处理增益为10，则干信比只要到达3dB左右，就可以得到明显的干扰效果；在直扩系统处理增益为20的时候，干信比要到达12dB左右才能实现有效干扰；在处理增益为100的时候，则需要几乎是信号功率100倍的干扰功率才能达到干扰的目的。当干扰机的音频频率偏移中心频率时，我们引入参数k，k=f/Tb，它是干扰音频偏离载波频率数据率的倍数，用来表征干扰音频偏离载波频率的程度。当k=0时，即表示单音干扰音频与载波频率相同。与前面相同，假设信噪比rsn=10dB，对于不同的k，在处理增益N
24、分别为100和10时，误比特率与干信比的关系分别如图8.3-10和图8.3-11所示。,图8.3-10 处理增益为100时不同k的误比特率和干信比的关系,图8.3-11 处理增益为10时不同k的误比特率和干信比的关系,比较上面两图，可以看出：当在处理增益很大(N=100)时，音频的偏离程度对干扰效果的影响不是很明显，不同k值的需要的干信比差异较小(6dB左右)。当处理增益较小(N10)时，音频的偏离程度干扰效果的影响比较大。不同k值的需要的干信比差异较大(30dB左右)。当干扰单音与目标信号之间存在相位差时，与单音干扰相比，在干扰信号的总功率相同的条件下，多音干扰的每个单音的干扰功率只有单音干
25、扰时的1/NJ，干扰效果比单音差。当干扰单音与目标信号之间的相位差的影响可以忽略时，对于二相扩展和四相扩展的BPSK信号，其比特误码率相同，即,这里我们假设干扰机工作时间至少为信息比特时间Tb。该表达式适用于相干BPSK、QPSK、OQPSK和MSK。图8.3-12反映的是当信噪比为10dB，处理增益为100，干信比(JSR)分别为5dB和10dB时，脉冲干扰的性能。当干信比为典型值10dB时，必须超过25%才有效。若干信比减小，误比特率要达到101，必须更大。对于更大的信噪比值，性能没有明显的改善。,图8.3-12 脉冲干扰时的误比特率和工作比的关系,其中，Pj是干扰信号的幅度；cj(t)是
26、干扰伪码序列;dj(t)是干扰信息码;fj和j是干扰信号的载频和相位。相关干扰信号与直扩信号存在一定的相关性，具体应满足以下几个要求：(1)干扰伪随机码cj(t)要与直扩信号的伪随机码c(t)相同或接近；(2)干扰载频fj与信号载频fc相同或接近；(3)干扰幅度Aj= 大于信号幅度A= 。这里条件(1)和(2)是对干扰信号与直扩信号的相关参数的要求，条件(3)是对干信比的要求。 相关干扰分为两种情况，一种是仅干扰直扩信道的相关干,扰，另一种是信息欺骗的相关干扰。当仅干扰直扩通信时，不一定需要干扰信息码，即只需要阻塞直扩系统的相关接收通道，此时对干扰信息码没有特定要求，它可简化为dj(t)=1。
27、如果进行信息欺骗干扰的话，就需要使直扩系统的相关接收通道正常工作，并且根据信息欺骗的要求产生特定的欺骗信息码。1)产生式干扰产生式干扰是根据通信侦察获取的直扩信号的参数，如载波频率、扩频码序列和速率、信息码速率等参数，直接生成干扰信号。它可以利用虚假信息或者特定信息调制到伪码扩频序列，形成与直扩信号基本一致的欺骗信号。当直扩通信系统的接收机收到真实信号和产生式干扰信号时，由于干扰信号功率较大，很容易被接收机捕获并跟踪，使接收机输出错误的信息。,产生式干扰具有极佳的干扰效果，其隐蔽性强，但在实施中有两个问题需要解决：一是需要比较准确地获得直扩信号的各种参数；二是干扰信号需要与直扩信号在时间上同步
28、；三是干扰信号一定要逼真。这些问题使产生式干扰的工程实现变得十分困难。 2)转发式干扰转发式干扰是侦察系统接收到的直扩信号经过一定的延时和放大后，再转发出去。对直扩通信系统的接收机来说，如果同时接收到同两个信号，它们之间只是延时不同、幅度不同。由于干扰信号较强，使用它首先被接收机捕获。在整个受干扰区域内，所有的直扩接收机都将优先捕获干扰信号。,G2为收发天线方向图带来的隔离，接收可以采用高增益定向天线，旁瓣可以控制在25dB以下，发射天线一般采用全向天线，两天线在方向图上隔离可以达到25dB。G3为极化隔离，通过优化设计可达25dB。G4为其他措施带来的隔离，如吸波材料等，在收发的电波传播途径
29、上采取屏蔽措施，或者将收发天线错位安装，可达10dB。在很多情况下，要实现所需 的收发隔离度是十分困难的。,8.4 跳频通信系统对抗技术 8.4.1跳频通信信号的侦察技术对跳频通信信号的侦察系统应具备下述一些基本要求：截获概率高。通常要求截获概率应大于90%。响应速度快。例如对于低跳速50h/s的跳频通信信号，其驻留时间大约18ms。当采用跟踪式干扰时，如果留出一半的时间作为干扰时间，则要求干扰引导设备在9ms以内完成信号搜索截获、分选识别和干扰引导。如果对于高速跳频通信信号，要求的干扰引导时间更短，难度极高。频率测量的分辨率和精度高，通常要求干扰引导设备的频率分辨率f300Hz。瞬时动态范围
30、大。侦收跳频信号时，要求侦察接收机具有大的瞬时动态范围，一般要求大于80dB。目前要实现这个要求困难比较大。灵敏度高。一般要求侦察接收机灵敏度优于100dBm。,对跳频通信信号的侦察主要包括对跳频信号的截获、网台分选、参数测量、信号解调等任务。经过长时间对跳频信号对抗技术的研究，在信号截获、网台分选、参数测量方面已取得许多研究成果，有些成果已被应用到侦察设备中。在跳频信号解调方面，能够实现对模拟话音调制的跳频信号解调，但对数字调制的跳频信号解调仍有待于进一步研究。下面主要介绍对跳频信号的截获和网台分选问题。从理论上讲，截获跳频通信信号的最佳接收机是匹配接收机，但是由于通信侦察系统通常缺乏对跳频
31、信号的先验知识，因此采用匹配接收机是不现实的，所以通信侦察对于跳频通信信号的截获和检测都是盲检测。此外，由于跳频通信信号的载,波频率不断快速跳变，并且其跳频频率集、驻留时间、调制方式等基本参数对于通信侦察而言都是未知的，因此截获跳频信号比定频信号困难得多。从原理上讲，截获跳频信号可以采用压缩接收机、信道化接收机、声光接收机、数字接收机和其他体制的接收机。 1.利用压缩接收机检测跳频通信信号利用压缩接收机实现跳频信号的检测，是利用了压缩接收机的测频原理。压缩接收机具有宽的瞬时带宽和高的频率分辨率，可以适应快速跳频信号的检测。压缩接收机可以提供跳频信号的特征信息，如跳频图案、跳频时间等信号的重要参
32、数，它适合于低信噪比条件下的快速跳频信号的检测与参数估计。 利用压缩接收机检测跳频信号的原理框图如图8.4-1所示。,图8.4-1 压缩接收机检测跳频信号原理框图,从式(8.4-10)中可看出，当t=i时，包络函数e(t)取得最大值。这就表明，当信号存在时，包络检波后的峰值出现的时刻即对应着信号的中心频率，通过提取峰值便可以获得跳频信号该跳的频率。在检测过程中，对压缩滤波器输出的信号进行包络检波，包络检波器输出的采样值与跳频信号的某个频率单元的幅度对应，将采样值与适当的门限比较，可以判断是否存在信号。记录有信号存在时对应的频率、出现时间及驻留时间，连续检测N个扫描周期T，信号的频率点不断跳变，
33、可判断跳频信号是否存在，如频率持续不变，则判断为定频信号。,2.利用相关检测法检测跳频通信信号自相关法检测跳频信号比基于能量检测的方法性能有明显的提高。其中可以利用单跳自相关技术作为预检测处理器，检测跳频信号，具有较好的检测性能。但是单跳自相关检测需要假定已知信号的一些参数，而通信侦察中，通信侦察方对于跳频信号的参数却是未知的。基于多跳自相关技术MHAC (Multiple-HopeofAutoCorrelation)的跳频信号检测方法，不需要知道跳频信号的功率、跳频图案、载波相位、跳变时刻、跳频速率等参数，只需假定已知信号的跳频带宽，并且跳频信号具有较大的处理增益，就可以实现跳频信号的盲检测
34、。,图8.4-2 跳频信号时频示意图,图8.4-2和图8.4-3分别为跳频信号及其自相关结果的示意图。如图8.4-2所示，信号的观测时间T=8TH，包含L=7个完整的跳频周期，观测信号的第一跳和最后一跳的持续时间分别为TH和(1)TH。该观测信号的自相关运算结果如图8.4-3所示，从图8.4-3和式(8.4-15)都可看出，该结果是由L+2个三角调幅的波形组成。其中L个具有相同的幅度变化规律并且仅与TH有关，第一项f0和最后一项f8幅度规律与其他不同，而且还跟和TMH等有关。如果观测时间内包含完整的跳频点数L很多，则相关值中第一项和最后一项的结果可作为噪声考虑忽略不记。,图8.4-3 跳频信号
35、多跳自相关值图,在得到了两种假设情况下不同的统计量分布特性以后，根据一定的判决规则，设计出合理的判决门限，从而将观测结果的一次样本值与此门限比较即可决定信号的有无。根据上面的分析，可以给出采用MHAC技术的跳频信号检测系统框图，如图8.4-4所示。 通过对观测信号作自相关，进行功率采样，得到统计量y，并与判决门限比较，以确定信号的有无，这个过程中不需知道任何跳频信号的参数(包括跳频率)。但是相关函数计算、检测和判决过程都与参数的值有关，而值的选取与跳频周期TH有关。因此多跳自相关技术作为跳频信号盲检测的方法，虽然不需要知道跳频周期，但是其检测性能却与跳频周期有关，因为检测器的参数与信号跳频周期
36、有关。一般而言，当0.3,0.7(=TH/T)时，可以得到较好的检测效果。,图8.4-4 多跳自相关检测系统原理框图,3.利用数字接收机检测跳频通信信号数字软件无线电理论和高速信号处理技术的发展，对跳频信号侦察的数字接收技术的发展发挥了重要作用。适合于跳频信号检测的数字接收机有宽带数字接收机、数字信道化接收机等，本节主要讨论利用数字信道化接收机检测跳频信号。信道化接收机的瞬时频率覆盖范围大于跳频信号带宽，它的多个频率窗口(信道)同时工作，这些频率窗口的总和覆盖了跳频信号的频率范围。信道化可以直接利用微波滤波器组在微波频段实现，也可以把信号变到中频后利用中频滤波器组实现。信道化接收机具有大动态范
37、围、高增益、低噪声、窄带性能好、测量细致准确、具有分选功能等优点，同时又克服了窄带接收机瞬时测频范围小的缺点。,数字信道化接收机是将接收信号通过一组滤波器(称为信道化滤波器)均匀分成D个子频带输出，再将各个子频带的信号搬移到基带，进行降速抽取后进行DFT变换，就得到信道化滤波输出。对信道化滤波输出进行检测，可以实现对跳频通信信号的检测。数字信道化接收机的基本原理请参考2.6.3节。这里只讨论针对跳频信号检测的一些问题。设数字信道化接收机有D个信道滤波器，信道间隔为Bch，则其瞬时带宽为B=DBch。如果其瞬时带宽大于跳频带宽WTH，即满足条件BWTH时，则跳频信号的某跳的信号总会落入信道化滤波
38、器组的某个信道滤波器k中，并且该滤波器k输出最大，其他信道滤波器无信号输出。根据这种特点，只需要对所有的D个信道滤波器的输出进行检测，具有最大输出的信道与跳频信号的瞬时频率相对应。,对k=1,2,D个信道的包络检波输出幅度进行比较，其中最大输出的信道作为跳频信号的当前跳频频率值。信道化技术具有瞬时测频能力，同时其输出信号是时域信号，因此保留了信号的全部信息，对后续的信号分析特别是信号的解调分析十分有利。而压缩接收机和相关检测方法的输出是非时域信号，因此难以实现信号的直接解调。所以信道化检测方法具有更好的应用前景。 8.4.2跳频通信信号分析技术1.跳频信号的基本特征参数每个跳频通信网台特有的基
39、本特征参数包括：(1)跳频速率：跳频信号在单位时间内的跳频次数。,(2)驻留时间：跳频信号在一个频点停留的时间，其倒数是跳频速率，它和跳频图案直接决定了跳频系统的很多技术特征。(3)频率集：跳频电台所使用的所有频率的集合构成跳频通信网台的频率集，其完整的跳频顺序构成跳频图案。这些频率的集合称为频率集，集合的大小称为跳频数目(信道数目)。 (4)跳频范围：又称为跳频带宽，表明跳频电台的工作频率范围。(5)跳频间隔：跳频电台工作频率之间的最小间隔，或称频道间隔，通常其他的频率差是跳频间隔的整数倍。上述参数中的跳频范围、跳频间隔、跳频图案、跳频速率是跳频通信网台的“指纹”参数，是通信侦察系统进行信号
40、分选的基础。,对观测信号采样后得长度为N的序列x(n),n=0,1,2,N1，采样频率为fs，STFT估计跳频信号的参数的步骤如下：(1)对信号x(n)进行STFT变换，得到x(n)的时频图STFT(m,n)。 (2)计算STFT(m,n)在每个时刻m的最大值，得到矢量y(m)。 (3)用傅立叶变换(FFT)估计y(m)的周期，得到跳频周期的估计值 。(4)求出y(m)出现峰值的位置，得到峰值位置序列p(m), m=1,2,p，p为峰值的个数，可以求得第一跳频的跳变时刻。 (5)估计接收到的跳频信号第一跳的跳变时刻。首先求出第一个峰值出现的平均位置为,3.跳频信号解跳和解调技术跳频解跳和解调技
41、术是对跳频信号的解扩与信息恢复过程，包括解跳和解调两部分内容。对于模拟制跳频信号，侦收后可直接解调出音频信息。但目前广泛使用的都是数字跳频设备，即使侦收并截获到跳频信号，也无法直接解调，必须先对跳频信号解跳(解扩)，还原调制的基带信息，然后再对基带信息进行解调。1)跳频信号解跳为了对跳频信号进行解跳，首先需要进行网台分选以提供跳频网频率集。该频率集的主要作用是为解跳引导程序提供检测跳频信号的频率范围，提高解跳引导的效率。当解跳引导程序发现跳频信号后，由解跳拼接设备完成解跳功能，按照信号,到达时间的先后顺序串接起来，将跳频信号搬移到基带，形成基带信息，便完成了对跳频信号的解跳工作。对于频率自适应
42、跳频信号解跳，跳频引导程序不但要检测已知的频率点，而且要检测其他的频率点，以期快速发现跳频信号频率的改变。因此，对频率自适应跳频信号的解跳引导程序除了能在已知的频率集中检测跳频信号外，还必须具有在特定频段的重点信道内搜索跳频信号的能力。2)跳频信号解调在对跳频信号解跳后，当已知该基带跳频信号的调制样式时，可对其实现解调；当未知跳频信号调制样式时，还需要先对其进行调制样式识别，在搞清跳频信号调制样式的基础上，按照对常规定频信号的解调方式解调并恢复出跳频信号调制信息。跳频信号常用的调制样式不多，主要有SSB、FSK、PSK等，对调制样式的识别相对容易。,跳频解调的主要问题是如何降低误码率。由于网台
43、分选可能会存在错误，解跳过程可能会出现误判误引导，引导过程可能会出现信息遗失，因此，必须采取措施解决解调误码率的问题。4.跳频网台分选在实际的通信对抗环境中，电磁环境十分复杂，密集的定频信号、噪声信号、外界干扰信号、各种突发信号以及多个跳频网台的跳频信号交织在一起，使得侦察接收机对跳频信号的检测和分选变得十分艰难。跳频网台分选的目的就是在这样复杂的电磁环境下，在剔除定频信号、随机噪声信号、突发信号，检测出跳频信号的基础上，将交织混合在一起的不同跳频网台的跳频信号分选出来，完成跳频网台的分选。,1)跳频网台的组网方式跳频通信电台的组网，主要包括频分组网和码分组网两大类。(1)频分组网：与常规通信
44、设备频分组网类似，不同的跳频网络使用不同的跳频频率。常用的实现方法有两种：将工作频段划分为多个分频段，不同的跳频网络工作在不同的分频段；在全频段内选取频率，但各跳频网络的跳频频率表彼此没有相同的频率。(2)码分组网：所有跳频网络在相同的跳频频率表上跳频，不同的跳频网络使用不同的跳频序列，依靠跳频序列的正交性或准正交性来区分不同的跳频网络。,在实际应用中，通常将频分组网和码分组网结合使用，首先在可用的工作频段上按照频分组网方式编制出多个跳频频率表，将跳频网络数量基本均分在各跳频频率表上，然后在各跳 频频率表上进行跳频码分组网。根据是否具有统一的时间基准，跳频码分组网方式可分为同步组网和异步组网。
45、同步组网时，各跳频网络具有统一的时间基准，此时，跳频序列的设计一般不考虑在各种时间延时下的汉明自相关和汉明互相关性能。异步组网时，各跳频网络没有统一的时间基准，此时，跳频序列的设计必须考虑在各种时延下的汉明相关和汉明互相关性能。 根据跳频序列的汉明相关性能，跳频码分组网方式可分为正交组网和非正交组网。非正交组网时，任意两个跳频网络可,能在同一时间跳变到同一频率上。因此可能存在相互干扰。正交组网时，任意两个跳频网络通常不可能在同一时间跳变到同一频率上，不存在相互干扰。只有在各跳频网络具有统一的时间基准时才能实现正交组网，没有统一的时间基准，任意两个跳频网络之间通常会发生频率碰撞。综合考虑上述两种
46、情况可知，跳频码分组网方式有：同步正交组网；同步非正交组网；异步非正交组网。(1)同步正交组网：所有的网在统一的时钟下使用同一个跳频频率表进行同步跳频，在每个时刻，不同的网络使用彼此互不相同的频率。不同的网络使用不同的跳频序列，在每个时刻，不同的网络使用彼此互不相同的频率。不同的网络也可以使用同一个跳频序列，但在时间上必须错开。 ,(2)同步非正交组网：所有的网在统一时钟下使用同一跳频频率表进行同步跳频，不同的网络通常使用不同的跳频序列，但是在某些时刻，不同的网络有可能发射相同的频率，每个网络在任意时刻总会遇到其他网络的干扰，称为“碰撞”。(3)异步非正交组网：异步组网时，系统中没有统一的时间
47、基准。由于各网互不同步，因而会产生网间频率碰撞。不过只要跳频序列设计得好，可使频率碰撞的次数控制在允许的限度内，各网仍可正常工作。正交跳频网的跳频图案在时域上不重叠，其跳频图案如图8.4-5所示。非正交跳频网的跳频图案在时域上有重叠，如图8.4-6所示。跳频网台的碰撞，对通信方来说是要尽量避免，以免跳频网台之间的互相干扰，对通信侦察系统的网台分选带来一定的困难，不同跳频网台的频率发生重叠，矢量叠加形成新的矢 量，必须采用有效的方法进行分选。,图8.4-5 正交跳频网的跳频图案,图8.4-6 非正交跳频网的跳频图案,2)跳频序列用来控制载波频率跳变的多值序列称为跳频序列。在跳频序列控制下，载波频
48、率跳变的规律称为跳频图案。跳频序列由跳频指令发生器产生，通常它利用伪码发生器实现。伪码发生器在时钟脉冲的驱动下，不断地改变码发生器的状态，不同的状态便对应于不同的跳频频率。跳频电台通常利用伪码发生器作为频率合成器的跳频指令，当伪码发生器的状态是伪随机地变化时，频率合成器输出的频率也在不同频率点上伪随机的跳变，这便生成了伪随机的跳频图案。当使用不同的伪码发生器时，频率合成器实际所产生的跳频图案也是不同的。一个好的跳频图案应考虑如下几点：,(1)图案本身的随机性要好，要求参加跳频的每个频率出现概率相同。随机性好，抗干扰能力也强。(2)图案的密钥量要大，要求跳频图案的数目要足够得多，这样抗破译能力强
49、。(3)图案的正交性要好，使得不同图案之间出现频率重叠的机会要尽量小，这样将有利于组网通信和多用户的码分多址。 由于跳频图案的性质，主要是依赖于伪码的性质，因此选择伪码序列成为获得好的跳频图案的关键。伪随机序列也称伪码，它是具有近似随机序列(噪声)的性质，而又能按一定规律(周期)产生和复制的序列。因为随机序列是只能产生而不能复制的，所以称其是“伪”的随机序列。常用的伪随机序列有m序列、M序列和R-S序列。,m序列由线性反馈的多级移位寄存器产生，线性反馈的N级移位寄存器产生的序列的最大长度(周期)是2N1位,所以m序列称为最大长度线性移位寄存器序列。如果反馈逻辑中的运算含有乘法运算或其他逻辑运算，则称作非线性反馈逻辑。由非线性反馈逻辑和移位寄存器构成的序列发生器所能产生最大长度序列，就称为最大长度非线性移位寄存器序列，或称为M序列，M序列的最大长度是2N。利用固定寄存器和m序列发生器可以构成R-S序列发生器。它所产生的R-S序列是一种多进制的具有最大的最小距离的线性序列。实用的跳频序列长度约在237左右。m序列的优点是容易产生，自相关性好，且是伪随机的。缺点是可供使用的跳频图案少，互相关特性不理想，又因为它采用的是线性反馈逻辑，就,
