1、第 1 章 系统硬件设计1.1 总体方案系统硬件的基本任务是将被测物体的运动信息转换成可被处理的电信号，并完成信号预处理操作，最终目的是得到运动信息准确的数字描述形式，为测量算法提供输入数据源。以外，作为一个完整的模块，还应该包括一些通信、控制接口，以便控制整个系统的工作。从整个系统的硬件结构如图 3-1 所示，其中包括加速度传感器及温度补偿电路，模拟信号调理电路，数据采集、数据处理电路，通信接口和供电电源。传 感 器温 度 补 偿信 号 放 大 抗 混 叠 滤 波 A D 输 入 缓 冲多 通 道 同 步 采样 A DD S P 数 据 处 理S C I / S P I 通 信 接口电 源调
2、理部分传感器信号处理部分数据采集图 3-1 无陀螺惯性测量硬件框图Figure 3-1 The GF-IMU hardware architecture信号工作流程是：初始信号由前端十二个加速度传感器提供，传感器输出信号经调理电路放大滤波后进入多通道同步 ADC 转换成数字量，再由内嵌于数字信号处理器（Digital Signal Processor，DSP ）中的导航算法处理得到相关导航参数，计算结果将由 SPI（Serial Peripheral Interface）或 SCI（Serial Communication Interface）输出供导航用。系统核心部件 DSP 采用的是美国T
3、I（Texas Instruments）公司生产的高速 32 位定点数字信号处理器TMS320F2812，是目前最佳的测控应用定点 DSP 芯片。1.2 传感器补偿电路1.2.1 传感器选型微加速度计是以 MEMS（Micro Electron Mechanical Systems）微机电系统技术为基础的一种新型传感器，这种传感器具有体积小、抗冲击、可靠性高、寿命长以及成本低的优点，文献5559 表明 MEMS 工艺制造的微加速度计在精度方面已能满足战略导弹的应用要求。根据工作原理的不同，MEMS 微加速度计有很多种类，应用最广最为常见的有电容式和压阻式两种。电容式微加速度计的灵敏度和精度高、
4、稳定性好、温度漂移小、可以构成闭环回路实现较高的线性度，缺点是工作频带窄，受工艺的限制，在保证灵敏度的条件下传感器体积难以做到很小，此外由于测量对象是微小的电容，因此电路中极小的寄生电容都会严重影响测量精度，这使得信号处理电路设计起来很困难，如果工艺上能够得到改进，并将测量电路集成在传感器内部，可以解决上述问题。压阻式微加速度计具有频率响应范围宽，线性度好，输出阻抗低的特点，它还可以测量静态加速度，即 0Hz 的加速度，接口电路也非常简单，缺点是温度漂移系数大，需要进行温度补偿 60。本系统中选用的是压阻式微加速度计，这种加速度计的内部敏感单元由悬臂梁和检验质量块组成，当感受到加速度时悬臂梁会
5、产生一定的形变，根据半导体的压阻效应，这种形变而变化会产生硅悬臂梁电阻的变化，通过检测单元即可转换成变化的电信号，从而得到随加速度变化而变化的传感器输出信号。图 3-3 是本系统选用的 M3022 型压阻式硅加速度计的实物图。该传感器由图 3-3 M3022 型加速度传感器实物图Figure 3-3 Real object of M3022 accelerometer美国 IC Sensor 公司生产，采用表贴封装，内部结构由悬挂于硅架复合横梁上的微小硅芯片组成，上下表面的硅帽提供了超量程保护能力。表 3-1 中为 3022 型压阻式硅加速度计主要的技术指标。表 3-1 M3022 型加速度传
6、感器主要参数Table 3-1 Primary parameters of M3022 accelerometer model参数 单位 最小值 典型值 最大值 注释量程 G 2 500 多种量程可选零位误差 mV 5.0 25.0 非线性度 0.5 1.0横向灵敏度 1.0 3.0零点温度系数 1.0 2.0满量程温度系数%量程 1.0 2.0这里的量程是指传感器满量程输出电压信号范围，单位为 V 或 mV电源电压 VDC 5.0 10.0 输出噪声 Vp-p 1.0 输出负载电阻 M 5 加速度过载 G 40 2000 和量程有关重量 g 6.5 1.2.2 补偿电路设计为提高测量精度，需
7、要为传感器提供补偿电路以提高其输出精度，补偿电路的设计包括如下几个方面的考虑 61：(1) 加速度计输出的零位偏移补偿；(2) 压阻式硅微加速度计输出受温度影响较大，需要温度补偿；(3) 为传感器提供高稳定、高精度、低噪声的恒定电源。压阻式硅微加速度计内部电路可以等效成一个桥式电路，如图 3-4 所示。输入输出关系式如下(3-1)(1324)RUoUiAA理论上当传感器在加速度为 0 时 ，这时电桥处于平衡状态，输出等于 0。但工程中无法做到绝对相等，输出并不为 0，这就是零位偏移误差，补偿的方法很简单，调节电桥桥臂电阻值使 与 尽量相等，比如当13A24R大于 时，可增大 或减小 来减小零位
8、偏移误差。13RA244R图 3-4 传感器等效电阻电桥Figure 3-4 Accelerometers equivalent resistance bridgeM3022 加速度计出厂时各桥臂电阻为固定值，无法调整，但可以通过在引脚间并接电阻或直接在引脚上串联电阻的方法来改变 、 的电阻值。3R4当温度发生变化时，各桥臂电阻也会发生变化，设电阻 的温度系数1分别为 ， ， ， ，相对于 25oC 变化的温度为 ，公式(3-1)就呈现1T234TT出如下形式(3-2) ()(13)2(1)4()231RUo UiRAAAA式中 各桥臂电阻在 25oC 下的标准阻值14根据公式(3-2)可知，
9、在输入 不变的情况下，由于 发生了变化，Ui R输出也会变化，这就是由温度变化引起的温度漂移。分析上面的公式，若温度系数 ，则温度系数因子可以全部消去，公式(3-2)变成(3-1)，23T输出将不受温度的影响。对于 M3022 而言，内部的桥臂电阻是由同一硅基片蚀刻而成，其温度系数可以匹配得很好，外部电路不需要也不能改变其温度系数，但要注意，传感器外部有用于零位补偿的电阻，这些电阻的温度系数选择应尽量与传感器内部电阻的温度系数一致，才能保证最小的温度漂移系数。温度的另一个影响是通过改变悬臂梁应变电阻的压阻系数改变传感器的灵敏度。压阻系数会随温度升高而减小，因此传感器灵敏度也随温度升高变小，称之
10、为灵敏度温度漂移。其补偿方法是改变电桥的有效桥压：当温度升高时灵敏度下降，对输出的影响就是输出电压减小，而增加 可以使输出电压增大，Ui若调整得当，使增大的数值与灵敏度下降引起减小的数值相等，就可以达到灵敏度温度补偿的目的。除温度引起的误差外，传感器供电电源 的误差也会引起输出误差，这从i公式(3-1) 可以看出来， 的误差将以一定的比例系数折合到输出上。普通的电Ui源无论是开关电源抑或是纹波系数较小的三端电源器件都无法提供足够精度和稳定性的电源，这里选择由精密基准源做电源，因为基准源驱动能力较弱，应在送入传感器前增加驱动电路。该电源方案具有很高的稳定性和很小的噪声，可以保证传感器输出信号的良
11、好特性。图 3-5 是传感器补偿电路原理图，中间虚线内为加速度计，外围是补偿电路。 、 、 和 是零位及温度失调补偿电阻， 为不同基1Rzb21ztc2Rt Rset准源电压提供合适的电源放大倍数， 设置电压梯度补偿由于温度产生的灵stc敏度误差，右侧虚线框是放大电路，相关内容参见后续内容。图 3-5 传感器补偿电路Figure 3-5 Accelerometer compensation circuit1.3 信号调理电路传感器输出信号是微弱的毫伏级信号，我们的目的是得到信号的数字描述形式，再通过数学运算解算出导航信息。现有的 ADC 模数转换器件(Analog-to-Digital Con
12、verter)典型输入范围是 05V，显然直接将传感器信号接入 ADC 是不合适的，因为这样做既不能充分利用 ADC 的量程，也大大降低了信号信噪比。通常的做法是让信号先经调理电路预处理后，再送往后级电路使用。信号调理电路包括放大、滤波、ADC 输入缓冲和电源部分。1.3.1 电源方案电源供电方案的选择直接影响整个电路的设计，是调理电路设计的第一步。系统只有一个+9V 电源，由电池提供，因为电池电源具有很小的噪声，可以直接作为调理电路的供电电源，这种单电源供电方案的优点是几乎不用考虑电源的设计，但要求调理电路的所有芯片都必须是单电源供电，单电源供电芯片的性能较同等级的双电源供电芯片性能有所下降
13、，且输入输出范围比较小，为保证调理电路性能，应选择精度较高、输入输出满摆幅的芯片，因此在芯片选型上比较困难。还可以用+9V 变换出双电源供电，这种方案简化了调理电路芯片选型，不过由于调理电路功耗较大，精度要求较高，在+9V 变换出负电源时必须用 PWM 调制的开关电源，其高频脉冲对地的冲击很大，对电路精度的影响不可忽视，因此电源设计上很困难，复杂的电源设计以及大功率要求带来的体积增大也不能够忍受的，毕竟炮弹内部空间有限。综合考虑以上两种方案的利弊，系统决定采用第一种的单电源直接供电方案。1.3.2 放大电路设计由 3.3.1 节的表 3-1 可知，传感器电桥输出为差分方式，在标准+5V 供电情
14、况下，差分信号的共模电压为 2.5V，差模电压范围为 50mV，传感器驱动能力较弱，要求负载电阻大于 5M；根据这些要求，用仪用运算放大器搭建放大电路显然是最佳方案。这里选择的是 AD 公司的 AD623AR 仪用运放，这是一款单电源、满摆幅输出、高精度、低成本仪用运算放大器，通过改进的三运放电路，电阻激光校准等技术使该款运算放大器具有很高的交直流共模抑制比，提高了其抑制噪声能力，且具有很小的零漂；此外，它还是专门针对单电源电池供电方案而设计的，具备可贵的满摆幅输出能力，输入虽不是满摆幅，但其宽输入范围足以满足传感器输出范围的要求，其放大倍数通过一只外接电阻可调，AD623AR 是同类产品中性
15、价比很高的一款芯片，表 3-2 为其主要的性能参数 62。用仪用运算放大器设计的放大电路如图 3-6 所示。需要注意的是 AD623 驱动能力弱，后续电路作为其负载电路在设计时应考虑到这一点。表 3-2 仪用运算放大器 AD623AR 主要参数Table 3-2 Primary parameters of AD623AR instrument amplifier参数 单位 最小值 典型值 最大值 注释电源 V +2.7 +12 单电源供电模式输入范围 V -0.15 7.5 9V 供电输出范围 V 0.01 8.5 9V 供电，负载 10K输入电阻 G 2 放大倍数 (G) 1 1 1000
16、外部电阻调节90 100 G=10共模抑制比(CMRR) DB 105 110 G=100带宽 KHz 10 G=100输出漂移 V 200 1000 输入漂移 25 200 图 3-6 放大电路原理图Figure 3-6 Schematic circuit of signal amplification1.3.3 滤波电路设计传感器信号中不仅包含有用信息，还包含各种频率的噪声成分，放大电路将它们都放大了，放大后的信号幅度范围虽然已经能充分利用 ADC 的转换量程，但受信号中噪声的影响测量精度不会很高，因此有必要进行去噪处理。考虑到被测量是炮弹线加速度、角速度，根据设计指标及实际情况，它们都属
17、于低频信号，有用信号的频率最高只有 500Hz，可以利用低通有源滤波器抑制高频噪声，滤波器另一方面还可以防止 ADC 采样时高频信号混叠到有用信号的低频段中，起到频域抗混叠的效果。常用的低通滤波电路有 RC 一阶无源滤波器，压控电压源有源二阶滤波器(Voltage-Controlled Voltage Source，VCVS)，无限增益多路负反馈有源二阶滤波器以及更高阶的滤波器，还可以选择专用滤波器集成芯片，这种芯片在很小的体积内集成了高阶滤波电路，滤波器类型有数字开关电容式滤波器和模拟滤波器两种。一般来说，滤波器阶数越高，过渡带宽越窄，频率选择性越好，代价是电路设计更复杂。考虑到有十二路加速
18、度传感器信号，需要十二个滤波电路，综合体积、复杂程度、滤波效果各方面考虑，RC 滤波器简单，但幅频特性只有“-20dB/十倍频程” ，频率选择性太差；二阶滤波器的频率选择性则要好很多，压控电压源滤波器电路设计简单，滤波器参数可以灵活调节，性能稳定，但增益有限，多路负反馈滤波器的增益可以做到很高，但每个滤波器由三个运放组成，电路结构相对较复杂，占用体积也较大；更高阶的分离式滤波器因为滤波路数太多的原因不太适合，最佳的方案是选择滤波器集成芯片，其中数字式开关电容滤波器芯片用脉冲信号控制模拟开关，这种高频脉冲对较高精度要求的模拟电路影响较大，最好选择模拟滤波器集成芯片，因为内部集成了高阶模拟滤波器，
19、在保证好的滤波效果的同时体积也很小 6364，但因为成本较高，本系统最终选择了二阶压控电压源滤波器。虽然这种滤波器不能提供高增益，这里也不需要滤波器提供放大增益。图 3-7 是滤波器原理图。图 3-7 压控电压源低通滤波器原理图Figure 3-7 Schematic diagram of VCVS low-pass filter滤波器按幅频特性和相频特性分类，有巴特沃斯、贝塞尔和切比雪夫三种滤波器，巴特沃斯滤波器的幅频特性在通带内很平滑，过渡带单调下降，频率选择性较好，贝塞尔滤波器在通带内有较好的线性相位，可以保证信号最大限度的不失真，但同时牺牲了过渡带宽，频率选择性差，切比雪夫滤波器的幅频
20、特性在通带或者阻带内有波动，可以提高选择性。二阶压控电压源滤波器可以改变外围电阻电容值灵活的调整滤波器品质因数 和截止频率 ，实现不同类Qcf型的滤波器，为较好的实现频率选择，同时保证信号较小的失真，选择的是巴特沃斯滤波器。公式(3-3)、(3-4)分别是滤波器的幅频特性和相频特性表达式(3-3)221()()ccAfffQ(3-4)2()artn1ccff式中品质因素 和截止频率 值分别由下式决定Qcf(3-5)12cRCA(3-6)121Q由公式(3-5)、(3-6)可计算出滤波器截止频率为 536.5Hz，品质因素为0.742，当 为 0.707 时为巴特沃斯滤波器，但因为分立元件参数的
21、不连续性，Q只能做到 值尽量等于 0.707。图 3-8 是滤波器的幅频特性曲线，可以看到小于截止频率的通频带内的幅频特性很平坦，而大于截止频率部分的幅频特性以“-40dB/十倍频程”的衰减速率递减。最后需要说明的是，滤波电路在通带内相当于一个同相输入跟随电路，其输入阻抗，也就是前级电路的负载电阻，是很大的，可以不损失 AD623AR 的满摆幅输出能力。滤波电路所选芯片 OP213 同样也是专用的单电源供电芯片，具有低噪声、低漂移高精度的特点，输入输出范围在系统 9V 供电情况下可达8mV8V（500 欧姆负载电阻） 。图 3-8 压控电压源低通滤波器幅频特性伯德图Figure 3-8 Bod
22、e diagram of VCVS low-pass filters amplitude-frequency characteristic1.3.4 ADC 输入缓冲采集电路使用的是 14 位 ADC。在信号采集过程中，ADC 采样保持电容首先与调理电路输出相连，这会使与输出出现一些扰动，为保证 14 位 ADC 的采样精度，与 ADC 相连的末级电路必须能够在极短的采样时间内保证输出信号快速地稳定，使信号的抖动量值至少能小到小于 14 位 ADC 的分辨精度，这就要求末级运算放大器有大输出电压摆率、信号稳定时间快的特点；另外一个关键问题是要求放大器在整个感兴趣的输入信号频率范围内保持低输出阻
23、抗，高输出阻抗的运算放大器不能迅速响应 ADC 输入电容的改变，也不能处理 ADC产生的瞬态电流，而要获得低输出阻抗就应具有高环路增益，根据运放的增益带宽积为常数的关系，对低阻抗的要求变成了对于带宽的要求。因为在更高频率下，宽带运放具有更高的环路增益，因此也就具有更低的输出阻抗，宽带运放比窄带运放在吸收 ADC 产生的浪涌电流方面更加有效，此外低噪声、低失真也是缓冲电路的重要指标。而普通的运算放大器是难以满足上述要求，因此有必要在 ADC 前端设计专门的缓冲电路。采用低噪声、低失真、宽频带视频运算放大器 AD8052 可以实现这种缓冲功能，该放大器单位增益带宽典型值达110MHz，输出电压摆率
24、可达 145V/us，信号稳定到 0.1%精度的时间为 50 纳秒，可以在以 ADC 采样保持电容作为负载的情况下快速建立和稳定信号。设计 ADC 输入缓冲的另外一个问题是，ADC 在每次转换结束时都会产生一个小的浪涌输入电流，为避免造成误差，在 ADC 输入端增加了 RC 一阶滤波器，滤波器电容的容值远大于 ADC 输入电容容值，这个大电容用来为 ADC 采样电容提供充电电荷，从而消除瞬变；为达到较好的效果，电容的容值通常选择 1000pF 或更大； RC 滤波器同时也减小了放大器在驱动容性负载时可能产生的稳定性问题，与电容串联的小电阻有助于阻止自激和振荡，供应商的提供的实验数据表明，电阻阻
25、值的选取 22 欧姆是比较合适的 65。图 3-9 是缓冲单元电路原理图。图 3-9 ADC 输入缓冲电路原理图Figure 3-9 Schematic circuit for ADC input buffer1.4 数字信号处理电路数字信号处理电路需要完成数据采集、处理和传输三步流程，与之相对应的硬件电路是同步采样 ADC、DSP 数字信号处理器单元以及 SPI/SCI 通信接口，这三部分连同电源模块构成了整个数字信号处理电路。1.4.1 数字部分电源设计系统只提供一个 9V 电源，数字部分需要 1.9V、3.3V、5V 三种电源，其中5V 为 ADC 的模拟电源，3.3V 和 1.8V 为
26、纯数字电源。电源变换的基本想法是，用 9V 产生 5V 电源，再由 5V 变换出 3.3V 和 1.8V 电源，这样的分级降压方法有利于减少每级电源转换芯片上的压降，从而将整体较大的电压变换耗散功率分散在各级电源转换芯片上，提高了各级电源转换芯片工作的稳定性和负载驱动能力。因为 5V 电源的稳定精度对 ADC 转换精度有较大影响，因此不采用 PWM控制的 DC-DC 转换芯片，而采用线性降压电源实现；9V 到 5V 的压降较大，加上整个数字信号处理电路的电流最终都要由 5V 电源提供，因此采用线性电源时降压芯片上的耗散功率是非常大的，能够提供足够大的散热区域以保证良好的散热是该级电源正常工作的
27、关键措施。这里选用的是美国国家半导体NI(National Instruments)公司的 LM117 三端可调稳压器，根据电路的最大电流值选用负载电流最大为 500mA 的型号，因为额定电流更大的芯片型号封装也更大；LM117 使用简单，芯片集成了过热、过流、输出短路等保护电路，精度方面具有比标准的固定稳压器好的 0.01%的典型线性调整率、0.1%的典型负载调整率和 80db 纹波抑制比 66。3.3V 和 1.8V 电源使用 TI 公司专为 DSP 设计的双电源芯片 TPS767D301，它可以同时输出 3.3V 和 1.8V 电压，每路最大输出电流为 1A，可以保证 F2812 的正常
28、工作。1.4.2 DSP 数字信号处理单元数字信号处理单元的核心是 TI 公司的 TMS320F2812 型号的 DSP，它是 TI公司 2000 系列最新功能最强大的 32 位定点 DSP 芯片，既具有数字信号处理能力，又具有强大的事件管理能力和嵌入式控制功能，特别适用于有大批量数据处理的测控场合。其主要性能如下 68： 150MHz 主频（时钟周期 6.67ns） ，核心电压 1.8V，I/O 口电压 3.3V 单周期内可完成两次 16 位16 位或一次 32 位32 位的乘且累加操作 哈佛总线结构，4 兆字的程序和数据空间寻址能力 内置 128K16 位 Flash，18K16 位的 S
29、RRAM，外扩存储器可达 1MB 4K16 位 Boot Rom，内置标准数学表 可支持 96 个外部中断，128 位 Flash/L0/L1 存储器密码保护功能 2 个事件管理器、串行外围接口(SPI)、2 个串行通信接口(SCI)、改进局域网络(eCAN)、多通道缓冲串行接口 (McBSP)、16 通道 12 位 ADC、最多 56 个通用输入输出引脚(GPIO) 支持 JTAG、BIOS、硬件调试、实时调试、低功耗和节能工作模式数字信号处理单元包括 F2812 最小系统及其对外围电路的控制。构建F2812 的最小系统包含电源、时钟、复位电路、JTAG （Joint Test Action
30、 Group）接口和存储器扩展。电源部分已介绍过了。F2812 的外部输入时钟电平要求 1.8V，若用晶振提供时钟，由于市场上少有能买到 1.8V 电平的晶振，比较常见的都是 3.3V 电平，因此需要对 3.3V 进行变换或用二极管嵌位后才能供 DSP 使用，另一种比较简单的方法是用晶体提供时钟，这种方法产生的时钟信号电平自然满足要求，且电路简单，只需要晶体加 2 个 30pF 的滤波电容即可。DSP 复位包括上电复位和手动复位，电路原理图如图 3-11 所示。上电复位由电源芯片 TPS767D301 的 Power-Good 管脚提供，该管脚会在上电时刻产生持续时间为 200ms 低电平脉冲，用于系统复位，74LV14D 是施密特触发器，它的作用是消除按键抖动的影响。图 3-11 复位电路
