1、实验一：抽样定理实验一、实验目的1、熟悉 TKCSAS 型通信系统原理实验装置；2、熟悉用示波器观察信号波形、测量频率与幅度；3、验证抽样定理；二、实验预习要求1、复习通信系统原理中有关抽样定理的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理和电路说明1、概述在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路
2、系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样” ，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。作为例子，图 1-1 示意地画出了传输一路语音信号的 PCM 系统。从图中可以看出要实现对语音的 PCM 编码，首
3、先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。图 1-1 单路 PCM 系统示意图为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路 PAM 通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。2、抽样定理抽样定理指出，一个频带受限信号 m(t)如果它的最高频率为 fH(即 m(t)的频谱中没有 fH 以上的分量)，可以唯一地由频率等于或大于 2fH 的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为 3400Hz 的语音信号 m(t)，可以用频率大于或等于 68
4、00Hz 的样值序列来表示。抽样频率 fs 和语音信号 m(t)的频谱如图 1-2 和图 1-3 所示。由频谱可知，用截止频率为 fH 的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号 m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为 3400Hz 的语音信号，通常采用 8KHz 抽样频率，这样可以留出 1200Hz 的防卫带，见图 1-4。如果 fs|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0” 。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V 电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的 G 极。使
5、栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图 l6 可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤（一） 、准备工
6、作1、观察本实验电路部分及所需直流电压；2、打开交流电源总开关，用短线接上直流电压；（一） 、抽样脉冲和分路脉冲的形成用示波器观察各脉冲信号，记录信号的波形、频率、幅度及脉冲宽度；1、了解 TKCS-AS 型通信系统原理实验装置的结构；2、用示波器观察主振脉冲（TP1）信号；主振脉冲（TP1）3、用示波器观察分路抽样脉冲（TP2）和（TP3 ）信号；分路抽样脉冲（TP2）和（TP3）4、用示波器观察分路抽样脉冲（TP2）和（TP3 ）信号；分路抽样脉冲（TP2）和（TP3）5、比较（TP2）（TP2） 、 （TP3）（TP3 ）的相位；比较结果：（二） 、验证抽样定理1、打开低频函数发生器电源
7、，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波 f = 1KHz、Vp-p = 2V；2、正弦波信号从信号输入端（TP4）输入；3、连接（TP2）（TP6） ；4、以（TP4）作比较信号，观察抽样后形成的 PAM 信号（TP8 ） ，调整示波器触发同步，使波形在示波器上稳定，计算一个周期内的抽样次数，核对信号频率与抽样频率的关系；抽样后形成的 PAM 信号（TP8 ）5、改变信号频率 f ；计算一个周期内的抽样次数，填入下表：f（Hz） 300 500 1000 2000 3000 5000抽样次数6、连接（TP2）（TP6） ；（TP8）（TP14 ）在（TP15 ）观察经低通滤波器
8、和放大器的解调信号，测量其频率确定和输入信号的关系，验证抽样定理。幅度： V周期： s频率： Hz幅度： V周期： s频率： Hz幅度： V周期： s频率： Hz幅度： V周期： s频率： Hz解调信号（TP15）六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。2、抽样定理的内容和公式？3、实验心得与体会。实验二：脉冲调幅（PAM）实验一、实验目的1、观察了解 PAM 信号的形成过程；2、了解 PAM 的平顶展宽解调过程；3、低通滤波器在解调中的作用；二、实验预习要求1、复习通信系统原理中有关 PAM 的内容；2、复习模拟通信系统和基带传输的有关章节；3、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；
9、三、实验原理1、多路脉冲调幅(PAM 信号的形成和解调)多路脉冲调幅的实验框图如图 27 所示。在实验中，连接（TP8）和(TP11)、 （TP13）和（TP14 ）就构成了多路脉冲调幅实验电路。图 2-7 多路脉冲调幅实验框图分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n 路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验设置了两路分路抽样电路。多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲分离成 n 路，亦即还原出单路 PAM 信号。发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它
10、们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件，但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决 PAM 解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度 是很窄的。当占空比为 s / T s 的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。但是，在分路选通后加入保持电容，可使分路后的 PAM 信号展宽到 100的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的问题。但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。PAM 信号在时间上
11、是离散的，但在幅度上却是连续的。而在 PCM 系统里，PAM 信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个 PAM 系统的简单模式。2、多路脉冲调幅系统中的路际串话幅度： V周期： s频率： Hz路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话，前者造成失密或影响正常通话：后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。在一个理想的传输系统中，各路 PAM 信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。但如果
12、传输 PAM 信号的通道频带是有限的，则 PAM 信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图 2-8 所示的低通网络，它的上截止频率为：f1=1(2R 1C1)图 2-8 通道的低通等效网络为了分析方便，设第一路有幅度为 V 的 PAM 脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图 2-8(a)所示的低通网络，输出波形如图 2-8(b)所示。脉冲终了时，波形按 R1C1 时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压串话电压 U ，这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。当考虑通道频带的
13、低频端时，可将通道简化为图 2-9 所示的高通网络。它的下截止频率为：f2=1(2R 2C2)由于 R2C2 所以当脉冲通过图 2-9(a)所示的高通网络后，输出波形如图 2-9(b)所示。长长的 “拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前 n路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。图 2-9 通道的高频等效电路四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、打开低频函数发生器电源，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波 f = 1KHz、Vp-p
14、 = 2V；2、正弦波信号从信号输入端（TP4）输入；3、连接（TP2）（TP6） 、 （TP8）（TP11 ） 、 （TP13）（TP14） 、 （TP3）（TP12） ；4、在（TP13）观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出 的宽度（单位为 us） ； = （us） ；单路解调展宽信号（TP13 ）5、改变信号频率 f ，在（TP15）观察经低通滤波器放大后的音频信号，测量整个系统的频率特性单路解调展宽信号（TP13）测量整个系统的频率特性，测试数据填入下表：f（Hz） 300 500 1000 2000 3000 5000TP15（Vp-p ）六、实验报告1、整理实验数据，画出相应
15、的曲线和波形；2、回答：PAM 信号是怎样形成的？3、实验心得与体会。实验三：脉冲编码调制（PCM）实验一、实验目的1、了解语音信号编译码的工作原理；2、验证 PCM 编码原理；3、初步了解 PCM 专用集成电路的工作原理和应用；4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法；二、实验预习要求1、复习通信系统原理中有关编译码和 PCM 通信系统的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理1、 概述图 3-1 PCM 数字电话终端机的结构示意图脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。十多年来，由于超大规模集成技术的发展，PCM 通信设备在缩小体积、减轻重量、降低
16、功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进。目前，数字电话终端机的关键部件，如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成化。本实验是以这些产品编排的PCM 编译码系统实验，以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术。PCM 数字电话终端机的构成原理如图 3-1 所示。实验只包括虚线框内的部分，故名 PCM 编译码实验。2、实验原理和电路PCM 编译码系统由定时部分和 PCM 编译码器构成。（一） 、PCM 编译码原理为适应语音信号的动态范围，实用的 PCM 编译码必须是非线性的。目前，国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性。CCITT。的建议规定以 13 段折线
17、近似的 A 律(A=87.56)和 15 段折线近似的 律(=255)作为国际标准。A 律和 u 律的量化特性初始段如图 3-2(a)和图 3-2(b)所示。幅度： V周期： s频率： Hz图 3-2 量化特性这种折线近似压扩特性的特点是：各段落间量阶关系都是 2 的倍数，在段落内为均匀分层量化，即等间隔16 个分层。这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的。（二） 、PCM 编译码器简介本实验 PCM 编译码器采用了 TP3067 专用大规模集成电路，它是 CMOS 工艺制造的单片 PCM A 律编译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。TP3067 的管脚如图 3-3 所示。TP
18、3067 的管脚定义简述如下：(1)VPO+ 接收功放的同向输出。(2)GNDA 模拟地。所有信号以这个引脚为参考点。(3)VPO- 接收功放的反向输出。(4)VPI 将输入转换到接收功放。(5)VFRO 接收滤波器的模拟输出。图 3-3 TP3067 的管脚图(6)VCC 正电源引脚。VCC：+5V5(7)FSR 接收部分的 8KHz 帧同步时隙信号。(8)DR PCM 码流解码输入。(9)BCLKR/CLKSET 接收数据(DR)时钟，在固定速率工作模式下为 2048K。FSR 的上升沿，可以从64KHz 变化到 2.048MHz。逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供给主时钟的 1.53
19、6MHzl.554MHz或 2.048MHz， BCLKX 用于传输和接收。(10)MCLKRPDN 接收主时钟。1.544MHz 或 2.048MHz。可以与 MCLK 同步，但最好是在最佳性能时与 MCLKX 同步。在 MCLKR 持续低时，全部内部定时选择 MCLKX。在 MCLKR 持续高时，器件处于低功耗状态。(11)MCLKX 传输主时钟必须是 1.536MHz，1.544MHz 或 2.048MHz 可以与 MCLKR 同步。(12)BCLKX 传输数据(DX) 位时钟，固定速率工作模式下为 2048K 可以从 64KHz 变化到2.048MHz，但必须与 MCLKX 同步。(1
20、3)DX 编码数据输出，通过 FSX 使能。(14)FSX 发送部分的 8KHz 帧同步时隙信号，(15)TSX 编码时的消耗输出(16)ANLB 控制输入的模拟回路。操作时必须置逻辑“0” 。(17)GSX 传输输入放大器的模拟输出，用于内部设置增益。(18)VFXI- 传输输入放大器的反向输入。(19)VFXI+ 传输输入放大器的同向输入。(20)VBB 负电源引脚。V BB= -5V5。（三） 、定时部分TP3067 编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供。这里只需要主时钟 2048KHz 和帧定时 8KHz 信号。为了简化实验内容，本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收时隙的同
21、步。在实际的 PCM数字电话设备中，确有一个同步系统来保证发收同步的。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、用示波器在（TP1）观察主振波形、在（ TP2） 、 （TP3）和（TP4）观察波形，记录它们的频率和幅度；并比较（TP3）和（TP4）的相位，在同一坐标系中画出其波形；（TP1）和（TP2）2、打开低频函数发生器电源，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波 f = 1KHz、Vp-p = 2V；（TP3）和（TP4）3、正弦波信号从信号输入端（TP5）输入；4、观察（TP6）PCM 编码输出的码流，画出其波形；5、连接（TP6）（ TP7）观察经译码和接收低通滤
22、波器恢复出的同相输出音频信号（ TP8）和反相输出的音频信号（TP8） ，记录各点的波形频率和幅度；PCM 编码输出（TP6）6、测试系统的频率特性：改变信号频率 f ，在（TP8）观察经低通滤波器后的音频信号，测量整个系统的频率特性；7、测试系统的频率特性：改变信号频率 f ，在（TP8）观察经低通滤波器后的音频信号，测量整个系统的频率TP1：幅度： V周期： s频率： HzTP2：幅度： V周期： s频率： HzTP3：幅度： V周期： s频率： HzTP4：幅度： V周期： s频率： Hz幅度： V周期： s频率： Hz幅度： V周期： s频率： Hz译码输出（TP8）特性，测试数据填入
23、下表：f（Hz） 300 500 1000 2000 3000 5000TP8（Vp-p）六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、PCM 编译系统由那些部分构成？各部分的作用是什么？3、实验心得与体会。实验四：移相键控（PSK）实验一、实验目的1、了解 M 序列的性能，掌握其实现方法及其作用；2、了解 2PSK 系统的组成验证，其调制解调原理；3、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用；4、学习 2PSK 系统主要性能指标的测试方法；二、实验预习要求1、复习通信系统原理中有关 PSK 调制解调的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；3、了解有关技术指标的测量方法；三、实验原
24、理(一)概述数字通信系统的模型可以用图 5-1 表示，虚线框内的部分称为数字调制和解调部分，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。图 5-1 数字通信系统模型与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进行键控，便可获得 ASK、FSK、PSK 等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干 PSK的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。近年来，在数字微波
25、通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除 2PSK 外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应 (QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及 64QAM、256QAM 等，这些都是高效率的调制手段。为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选为 5MHz。(二) 调制2PSK 系统的调制部分框图如图 5-2 所示，下面分几部分说明。图 5-2 2PSK 调制部分框图1、M 序列发生器实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方
26、便，一般都是用 M 序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式 f（x）= X5 + X3 + 1 组成的五级线性移位寄存器，就可得到 3l 位码长的 M序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为 1MbtS。2、相对移相和绝对移相移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫做绝对移相。以二进制调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”和“0”时调制后载波相位差 1800。绝对移相的波形
27、如图 5-3 所示。图 5-3 绝对移相的波形示意图在同步解调的 PSK 系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0” 、 “1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波同相：码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波反相。相对移相的波形如图
28、 5-4 所示。图 5-4 相对移相的波形示意图一般情况下，相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现，将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。设绝对码为a i，相对码为b i，则二相编码的逻辑关系为：bi = ai - bi-1 （1）差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成。当 2 脚和 14 脚同时为高电平时，7 脚输出与 3 脚输入的 0 相载波相同；当 2 脚和 14 脚同时为低电平时，7 脚输
29、出与 6 脚输入的 相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图 5-5 示出了一个数字序列的相对移相的过程。对应于差分编码，在解调部分有差分译码。差分译码的逻辑为：ci = bi + bi-1 （1）将(1)式代入(2)式，得ci = ai - bi-1 + bi-1b i-1 - bi-1=0c i = ai + 0 = ai这样，经差分译码后就恢复了原始的信码序列。图 5-5 绝对码实现相对移相的过程3、数字调相器的主要指标在设计与调整一个数字调相器时，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。(1)调相误差由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为 00
30、 及 180+，我们把这个偏离的相角 称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。(2)寄生调幅理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号幅度不等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为 Uom 或 Uim，则寄生调幅为：m =（U om - Uim）/（U om + Uim）100% （3）(三)解调2PSK 系统的解调部分框图如图 5-6 所示。图 5-6 2PSK 解调部分框图1、同相正交环绝大多数二相 PSK 信号采用对
31、称的移相键控，因而在码元 l、0 等条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波频谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波。对 PSK 而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对抑制载波的跟踪。从 PSK 信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。这几种锁相环的性能特点列于表 4-1 中。本实验采用同相正交环，同相正交环又叫科斯塔斯(Cosatas)环。原理框图如图 5-8 所示。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器(VCO)
32、给出两路相互正交的载波到鉴相器，输入的 2PSK 信号经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号 Ud1,、U d2，这时的基带信号包含着码元信号，无法对压控振荡器(VCO)进行控制。将 Ud1 和 Ud2 经过基带模拟器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO 输出信号与输入载波间相位差的控制电压。表 4-1 几种锁相环的性能特点特性锁相环 平方环 同相正交环 逆调制环 判决反馈环环路工作频率 f=2fo f=fo f=fo f=fo等效鉴相特性 正弦 正弦 近似距形 近似距形解调能力 无 有 有 有电路复杂程度 鉴相器工作频率高 需用基带模拟 相乘器 需用二次调制 器
33、需用基带模拟 调制器图 5-8 同相正交环原理框图2、集成电路压控振荡器(IC-VCO)压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。实验电路采用一种集成电路的压控振荡器 74S124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。如图 5-9 所示。集成芯片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr 用于控制频率范围 (14 脚)，V f 用于控制频率范围调节(1脚)。外接电容器 Cext 用于选择振荡器的中心频率。当 Vr 和 Vf 取值适当，振荡器工作正常时，振荡器频率 f0与 Cext 的关系近似为：f0 = 510-4/Cext
34、 （4）f0 与 Cext 的关系曲线如图 5-10 所示。图 5-9 IC-VCO 的使用实例 图 5-10 频率 f0 与 Cext 的关系曲线当固定 Cext 时，Vr 与 Vf 有确定的函数关系。以 Vr = Vf = 2V 时的输出频率 f0 为归一化频率单位，由实验数据可画出以 Vr 为参变量时归一化频率 fn 与 Vr 的变化曲线如图 5-11 所示。图 5-11 fn 随 Vf 的变化曲线由图 5-11 的曲线可以看出，随 Vr 的增大，VCO 的压控灵敏度和线性范围都在增大。选取适当的 Vr 值和Cext 值，将误差电压经线性变换后充当控制电压 Vr，这样就可实现由误差电压控
35、制 VCO。当 f0 = 10MHz 时，一组典型的实验数据为：Cext = 275pF，Vr = 376V这时 Vr 在 2 8V 左右移动。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、M 序列发生器观察伪随机码 M 序列(TP2 绝对码)的波形：画出 M 序列的波形并以（TP1）为时钟信号写出它的码流（至少 32 位二进制码） ；验证 M 序列的主要性质；如：2、观察并记录相对码(TP3)的波形：画出（TP3）的波形并以（TP1）为时钟信号写出它的码流（至少32 位二进制码） ； 3、数字调相电路以(TP3)为同步信号，观察并记录载波信号 (TP5)的波形；载波信号(TP5)4、以(T
36、P3)为同步信号，观察并记录数字调相信号 (TP6)的波形。（TP3）和（TP6）*4、用 TP2（相对码）作对比，观察解调输出（ TP13）的波形。六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、2PSK 系统由那些部分构成？各部分的作用是什么？3、设给定一码组（绝对码）100110011100，画出对其进行 2PSK 的调制和解调的波形；4、实验心得与体会。实验五： HDB3 码型变换实验一、实验目的1、了解二进制单极性码变换为 HDB3 码的编码规则； 2、掌握 HDB3 码的工作原理和实现方法；二、实验预习要求1、复习通信系统原理中数字信号的基带传输和信道编码原理中的内容；2、
37、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；幅度： V周期： s频率： Hz三、实验原理在数字通信系统中，有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换，只由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换，然后直接传输数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传输中经常采用 AMI 码（符号交替反转码）和 HDB3 码（三阶高密度双极性码） 。l、传输码型在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出的信码一般是单极性不归零信码。当这种码在电缆上长距离传输时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接地(即对地是平衡的) ，这里就要选用一种适合线路上传输的码型，通常有以下几点考虑：（1）在选用的码型的频谱中应
38、该没有直流分量，低频分量也应尽量少。这是因为终端机输出电路或再生中继器都是经过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流分量和低频分量的。（2）传输型的频谱中高频分量要尽量少。这是因为电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严重，当码型频谱中高频分量较大时，就限制了信码的传输距离或传输质量。（3）码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时。若信号连“0”较长，则等效于一段时间没有收脉冲，恢复位定时就困难，所以应该使变换后的码型中连“0”较少。（4）设备简单，码型变换容易实现。（5）选用的码型应使误码率较低。双极性基带信号波形的误码率比单极性信号低。根据这些原则，在传输线路上通常采用 AMI 码和
39、HDB3 码。2、AMI 码我们用“0”和“1”代表传号和空号。AMI 码的编码规则是 “0”码不变， “1”码则交替地转换为+1 和-1。当码序列是 100100011101 时，AMI 码就变为：+100-1000+1-1+10-1。这种码型交替出现正、负极脉冲，所以没直流分量，低频分量也很少，它的频谱如图 6-1 所示， AMI 码的能量集中于 f0/2 处（f 0 为码速率） 。图 6-1 AMI 码的频谱示意图这种码的反变换也很容易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1”翻转为“+1” ，恢复成单极性码。这种码未能解决信码中经常出现的长连“0”的问题。3、HDB3 码及变换规则
40、这是一种 4 连 0 取代码，当没有 4 个以上连“0”码时，按 AMI 规则编码，当出现 4 个连“0”码时，以码型取代节“000V”或“B00V ”代替四连“0”码。选用取代节的原则是：用 B 脉冲来保证任意两个相连取代节的 V 脉冲间“1”的个数为奇数。当相邻 V 脉冲间“1”码数为奇数时，则用“000V ”取代，为偶数个时就用“B00V”取代。在 V 脉冲后面的“1”码和 B码都依 V 脉冲的极性而正负交替改变。为了讨论方便，我们不管“0”码，而把相邻的信码“1”和取代节中的B 码用 B1B2Bn 表示，Bn 后面为 V，选取“000V”或“B00V”来满足 Bn 的 n 为奇数。当信
41、码中的“l”码依次出现的序列为 VBlB2B3.BnVBl 时，HDB3 码为+ - + -. - - + 或为- + - +.+ + -。由此看出，V 脉冲是可以辩认的，这是因为 Bn 和其后出现的 V 有相同的极性，破坏了相邻码交替变号原则，我们称 V 脉冲为破坏点，必要时加取代节 B00V，保证 n 永远为奇数，使相邻两个 V 码的极性作交替变化。由此可见，在 HDB3 码中。相邻两个 V 码之间或是其余的 “1”码之间都符合交替变号原则，而取代码在整修码流中不符合交替变号原则。经过这样的变换，既消除了直流成分，又避免了长连“0”时位定时不易恢复的情况，同时也提供了取代信息。图 6-2
42、给出了 HDB3 码的频谱，此码符合前述的对频谱的要求。图 6-2 HDB3 码的频谱示意图由于 HDB3 码的这些优点能较好地满足传输码型的各项要求，所以常被用于远端接口电路中。在 M 编码、PCM 编码和 ADPCM 编码等终端机中或多种复接设备中，都需要 HDB3 码型变换电路与之相配合。4、编码部分编码电路接收终端机来的单极性归零信码，并把这种变换成为 HDB3 码送往传输信道。编码部分的原理框图如图 6-3 所示，各部分功能如下所述：图 6-3 解码部分的原理框图 图 6-4 解码部分的原理框图单极性信码进入本电路，首先检测有无四连“0”码。没有四连“0”时，信码不改变地通过本电路：
43、有四连“0”时，在第四个“0”码出现时，将一个“1”码放入信号中，取代第四个“0”码，补入“1”码称为 V码。（1）破坏点形成电路将补放的“1”码变成破坏点。方法是在取代节内第二位处再插入一个“1”码，使单一双极性变换电路多翻转一次，后续的 V 码就会与前面相邻的 “1”码极性相同，破坏了交替反转的规律，形成了“破坏点” 。（2）取代节选择及补 B 码电路电路计算两个 V 码之间的“ 1”码个数，若为奇数，则用 000V 取代节：若为偶数，则将 000V 中的第一个“0”改为“1” ，即此时用“B00V”取代节。（3）单一双极性变换电路电路中的除 2 电路对加 B 码、插入码、 V 码的码序计
44、数，它的输出控制加入了取代节的信号码流，使其按交替翻转规律分成两路，再由变压器将此两路合成双极性信号。本级还形成符合 CCITT G703 要求的输出波形。信码输出为什么要经过定时选通?这个问题请读者自己分析。5、解码部分解码电路完成恢复位定时再生码的功能，原理框图如图 6-4 所示，各部分功能如下：（1）双单极性变换电路传输线来的 HDB3 码加入本电路，输入端与外线路匹配，经变压器将双极性脉冲分成两路单极性的脉冲。（2）判决电路本电路选用合适的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号。信码经判决电路之后成为半占空(请思考为什么要形成半占空码 ?)的两路信号，相加后成为一路单极性归“0
45、”信码，送到定时恢复电路和信码再生电路。（3）破坏点检测电路本电路输入 B+和 B-两个脉冲序列。由 HDB3 编码规则已知在破坏点处会出现相同极性的脉冲，就是说这时 B+和 B-不是依次而是连续出现的；所以可以由此测出破坏点。本电路在 V 脉冲出现的时刻有输出脉冲。（4）去除取代节电路在 V 码出现的时刻将信码流中的 V 码及它前面的第三位码置为 “0”，去掉取代节之后，再将信号整形即可恢复原来信码。破坏点检测与去除取代节电路一起完成信码再生功能。（5）定时恢复电路由随机序列的功率谱可知，此功率谱中包含连续谱和离散谱。若信号为双极性并且两极性波形等概率出现时 p=1-p，Gl(f)= -G2
46、(f)，则在 ps()的表达式中后两项为 0，没有离散谱存在，这对于位定时恢复是不利的。所以将信码先整流成为单极性码，再送入位定时恢复电路，用滤波法由信码提取位定时，这里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量。经整流恢复出的位定时信号用于信码再生电路，使两者同步。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、观察输入编码：以 2048KHz 信号作为同步信号观察 1000 码、伪随机码、全“1”码、全“0”码的波形，记录其幅度和码流（至少 32 位） ；“1000”码 伪随机码全“1”码 全“0”码2、分别以上述四种码为编码电路的信号输入“信码输入” （TP1） ，观察经编码以后输出的HDB3（ TP12） ，记录其幅度和码流（至少 32 位） ；“1000”码编码以后的码流 伪随机码编码以后的码流全“1”码编码以后的码流 全“0”码编码以后的码流3、将上述四种 HDB3 编码输入到解码器，以 TP1 作为对比，用双踪示波器观察解码输出波形（TP23） ，并比较与原码波形的延迟时间，记录其波形；“1000”码解码输出波形 伪随机码解码输出波形全“1” 解码输出波形 全“0”码解码输出波形六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、HDB3 编码有那些优势？3、实验心得与体会。
