1、.摘 要随着经济水平的提高，汽车正逐渐成为人们的日常交通工具。然而人们随身携带的电器例如手提电脑却不能直接使用汽车上的电源。因此开发一款经济实用的车载逆变器是很有必要的。本文简要介绍了现代逆变技术的发展情况，然后描述了车载逆变器的功能实现和参数设计并提供了一种简单易行的大功率稳压逆变电路。本文主要对车载逆变器进行研究，将逆变器分为逆变电路和控制系统。逆变电路采用单相全桥逆变电路，使用 MOSFET 管完成逆变过程。控制系统采用TL494 来产生逆变过程中所需的 SPWM（正弦脉冲宽度调制）波形。经试验和仿真证明，该车载逆变器技术性能优良，质量可靠，有较高应用价值。关键词：车载逆变器 TL494
2、 MOSFET SPWM.AbstractWith the development of economic, cars are becoming peoples daily transportation. However, appliances people carried such as laptop computers cant use the power source of car directly.Therefore the development of an economical and practical car inverter is necessary.This paper d
3、escribes the development of mondern inverter technology briefly,and then describe the function of car inverter parameter design and implementation and provides a simple high-power inverter circuit.This paper studies car inverter, the inverter is divided into inverter circuit and the control system.
4、The inverter adopt single phase full bridge inverter circuit, inverter completion the process with MOSFET.The control system uses TL494 to generate SPWM (sinusoidal pulse width modulation) waveform required by inverter process.The test and simulation show that the car inverter technology with excell
5、ent performance, reliable quality, a higher value.Keywords: car inverter TL494 MOSFET SPWM.目 录第 1 章 绪 论 .11.1 现代逆变技术概述 .11.1.1 现代逆变技术的概念 .11.1.2 现代逆变技术的分类 .11.1.3 车载逆变器简介 .21.2 本文主要研究内容 .21.3 逆变电源技术性能指标及主要特点 .3第 2 章 系 统主要器件 52.1 TL 494PWM 集成控制器 52.1.1 简介 .52.1.2 主要特性 .52.1.3 工作原理简述 .52.1.4 管脚配置 .72.
6、1.5 回路控制工作原理 .92.2 场效应管（MOSFET） 102.2.1 功率场效应管结构 102.2.2 功率场效应管工作原理 112.2.3 MOSFET 的发展状况 11第 3 章 控制系统 .173.1 控制系统的重要性 173.2 逆变器的 SPWM 控制 .173.2.1 正弦脉冲宽度调制 173.2.2 生成 SPWM 波的机理 .183.2.3 调制过程特征 203.2.4 载波比 223.2.5 样本的频率 233.2.6 调制形式事件 24第 4 章 电路设计与实现 .27.4.1 逆变器基本结构和原理 274.1.1 基本结构 .274.1.2 电路工作原理 284
7、.2 分支电路设计 284.2.1 TL494 外围电路 .284.2.2 逆变电路 30第 5 章 总结与展望 .335.1 全文总结 335.2 研究展望 33参考文献 37附录 整机电路图 .39.第 1 章 绪 论1.1 现代逆变技术概述1.1.1 现代逆变技术的概念直流-交流（ DC-AC）变换电路，又称逆变器（inverter） ，是能够将直流电能变换为交流电能的装置。随着各行各业对控制技术的发展和操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用通用的电网电源提供的交流电作为能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各取所需的电能形式，逆变电路是其主要组成部分。现代逆变技术是
8、建立在工业电子技术、半导体器件技术、现代控制技术、现代电力电子技术、半导体交流技术、脉冲宽度调制技术（SPWM） 、磁性材料等学科上的一门实用技术。现代逆变技术包括三部分内容：控制技术、半导体功率集成器件及其应用、功率变换技术。1.1.2 现代逆变技术的分类 1逆变技术的分类方式很多，主要分类方式叙述如下。1. 按逆变器输出交流的频率分为：工频（50-60 Hz）逆变、中频（400-几十kHz）逆变个高频（几十 kHz 到几十 MHz）逆变；2. 按逆变器输出交流能量的去向分为：无源逆变和有源逆变；3. 按逆变器功率的流动方向分为：单向逆变和双向逆变；4. 按逆变器输出电压的波形分为：正弦波逆
9、变和非正弦波逆变；5. 按逆变器输出电压的电平分为：二电平逆变和多电平逆变；6. 按逆变器输出交流的相数分为：单相逆变、三相逆变和多相逆变；7. 按逆变器输入与输出的电气隔离分为：非隔离性逆变、低频连逆变和高频连逆变；8. 按逆变器输入直流电源的性质分为：电压源逆变和电流源逆变：9. 按逆变器的电路结构分为：单端式逆变、推挽式逆变、半桥式逆变和全.桥式逆变；10. 按逆变器的功率开关管分为：大功率晶体管（GTO）逆变、晶闸管（SCR）逆变、可关断晶闸管（GTR）逆变。功率场效应管（MOSFET）逆变和绝缘栅双极晶体管（IGBT）逆变。11. 按逆变器的功率开关管工作分式分为：硬开关逆变、谐振式
10、逆变、和软开关逆变；12. 按逆变器的控制方式分为：脉冲宽度调制(PWM)逆变、脉频调制(PFM)逆变、和数字逆变。1.1.3 车载逆变器简介 2本文对现代逆变技术进行了概述，根据逆变过程的技术指标，设计车载逆变器。车载逆变器（Power Inverter）是一种能够将 DC12V 直流电转换为和市电相同的 AC220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。车载电源逆变器在国外市场受到普遍欢迎。在国外因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。中国进入 WTO 后，国内市场私人交通工具越来越多，因此，车载逆变器电源作为在移动中使用的直流变
11、交流的转换器，会给你的生活带来很多的方便，是一种常备的车用汽车电子装具用品。通过点烟器输出的车载逆变器可以是 20W 、40W 、80W 、120W 直到 150W 功率规格的。再大一些功率逆变电源要通过连接线接到电瓶上。把家用电器连接到电源转换器的输出端就能在汽车内使用各种电器象在家里使用一样方便。1.2 本文主要研究内容本文对现代逆变技术进行了概述。根据车载逆变器技术指标，完成车载逆变器的设计。为了缩短整个逆变器的开发过程时间，采用了美国德克萨斯仪器公司开发的数字 PWM 产生芯片 TL494 来完成系统的脉冲触发环节。由于车载电源中逆变器作为二次电源使用，其输入脉动直流电流污染了直流电源
12、，这必然要影响到电器的使用，为了使输入电流平稳和谐波降低到允许值，必须设置输入滤波器。逆变器的输出电压波形，除了含基波分量之外，还有各次谐波分量。这将导致总.谐波畸变度（THD）超出允许范围，为了抑制谐波，并且使输出波形基本达到正弦，必须设置输出滤波器。在本文中，主要对逆变过程进行详细阐述。1.3 逆变电源技术性能指标及主要特点 31. 输入：12V 直流（汽车蓄电池）2. 输出：220V 交流3. 功率：400W4. 具有输入过压保护和输出过压保护，稳定性好5. 有过热保护6. 可作为多种电器的通用电源，通用性好。.第 2 章 系统主要器件2.1.1 主要特性 41. 集成了全部的脉宽调制电
13、路。 2. 片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。 3. 内置误差放大器。 4. 内止 5V 参考基准电压源。5. 可调整死区时间。6. 内置功率晶体管可提供 500mA 的驱动能力。 7. 推或拉两种输出方式。2.1.2 工作原理简述TL494 是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：输出脉冲的宽度是通过电容 CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管 Q1 和 Q2 受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期
14、间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV 的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的 4%，当输出端接地，最大输出占空比为 96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在 03.3V 之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电.压从 0.5V 变化到 3.5 时， 出的脉冲宽度从被 死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V
15、 到（Vcc-2.0）的共模输入范围，这可能从电源的输出电 压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或” 运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。图 2.1.1 TL494 内部原理图当比较器 CT 放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管 Q1 和 Q2 工作。若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。工作于单端状态，且最大占空比小于 50%时，输出驱动信号分别从晶体管 Q1 或 Q2 取得。输出变压器一个反馈绕组及二极管
16、提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将 Q1 和 Q2 并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。.图 2.1.2 电路时序图TL494 内置一个 5.0V 的基准电压，使用外置偏执电路时，可提供高达 10mA的负载电流，在典型的 0-70温度范围 50mA 温漂条件下，该基准电压源能提供5%的精度。2.1.3 管脚配置如图 3.1.1 所示，1、2 脚是误差放大器 I 的同相和反相输入端；3 脚是相位校正和增益控制；4 脚为死区时间控制端，其上加 03.3V 电压时可使截止时间从2%线怀变化到 100%；5
17、、 6 脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容；7 脚为接地端；8、9 脚和 11、10 脚分别为 TL494 内部两个末级输出三极管集电极和发射极；12脚为电源供电端；13 脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接 14脚时为推挽输出方式；14 脚为 5V 基准电压输出端，最大输出电流10mA；15、16 脚是误差放大器 II 的反相和同相输入端。.引 脚 符 号 功 能 典型电压（V）1 V1(+) 误差放大器 1 信号输入端（同相输入端） 2.62 V1(-) 误差放大器 1 信号输入端（反相输入端） 2.63 VOUTC 误差放大器 1 和 2 输出信号补偿原件连接端44 CONT
18、死区控制信号输入端，所加控制电压可调输出脉冲宽度0.35 CT 振荡器外接震荡电容连接端，与 6 脚外接的电阻一起可产生频率 f=1.1/RC 的锯齿波信号幅度为0.44 的锯齿波6 RT 振荡器外接震荡电阻连接端，见 5 脚说明 3.77 GND 基准电源电路接地端 08 CA 推挽电路输出信号端 A，输出电压可达40V，电流为 200mA， （反相输出）015V 的脉宽调制波9 EA 推挽电路输出信号端 A，属同相信号输出端010 EB 推挽电路输出信号端 B，属同相信号输出端011 CB 推挽电路输出信号端 B，输出电压可达40V，电流为 200mA， （反相输出）与 8 脚等幅相位差1
19、80的脉冲波12 VccIN 工作电源输入端 2513 OUTCON 输出方式设定信号输出端。当该脚接基准电压是，输出呈推挽型，输出方波最大占空比为 48%；当该脚接地时，内部两个输出晶体管呈并联工作，输出电流可达400mA，最大占空比为 96%5.14 +5 +5V 基准电源输出端，可输出 5V 的基准参考电压515 V2(-) 误差放大器 2 误差信号输入端（反相信号端）5.416 V2(+) 误差放大器 2 误差信号输入端（同相信号端）0表 2.1.1 TL494 集成电路引脚功能和数据 5名称 代号 极限值 单位电源电压 VCC 42 V集电极输出电压 VC1 VC2 42 V集电极输
20、出电流 IC1,IC2 500 mA放大器输入电压范围VIR -0.3 到 +42 V功耗 PD 1000 mW热阻 RJA 80 /W工作结温 TJ 125 存贮环境温度 Tstg -55 到+125 工作环境TL494CTL494ITA0 到+70-25 到+85额定环境温度 TA 45 表 2.1.2 TL494 的极限参数2.1.4 回路控制工作原理 6回路控制器的方框图如图 2.1.3 所示。被控制量（如压力、流量、温度等）通过传感器交换为 05V 的电信号，作为闭环回路的反馈信号，通过有源简单二阶低通滤波电路进行平滑、去除杂波干扰后送给 TL494 的误差放大器 I 的 IN+同相
21、输入端。设定输入信号是由 TL494 的 5V 基准电压源经一精密多圈电位器分压，.由电位器动端通过有源简单二阶低通滤波电路接入 TL494 的误差放大器 I 的 IN-反相输入端。反馈信号和设定信号通过 TL494 的误差放大器 I 进行比较放大，进而控制脉冲宽度，这个脉冲空度变化的输出又经过整流滤波电路及由集成运算放大器构成的隔离放大电路进行平滑和放大处理，输出一个与脉冲宽度成正比的、变化范围为 010V 的直流电压。这个电压就是所需要的输出控制电压，用它去控制执行电路，及时调整被控制量，使被控制量始终与设定值保持一致，形成闭环单回路控制。图 2.1.3 回路控制器方框图2.2 场效应管（
22、MOSFET）2.2.1 功率场效应管结构功率场效应管或功率 MOSFET，是从用于信号处理的小功率 MOSFET 晶体管基础上发展起来的，是基于单极性工作原理的电力电子器件。比起小功率的MOSFET 原型或者说是器件元胞尺寸要比小功率双极型电力电子器件小得多，处理功率也要低得多。为了能够处理较大的功率，功率 MOSFET 需要比电力晶体管更多的元胞，因此功率 MOSFET 的工艺技术远比电力晶体管复杂，制造成本也更高。为了提高器件的工作电压和降低导通损耗，器件的结构采用了类似电力晶体管的垂直结构。图 2.2.1 是 N 沟道功率 MOSFET（简称 VMOSFET）结构示意.图 2.2.1
23、N 沟道功率 MOSFET 结构示意 图 2.2.2 MOSFET 代表符号图功率 MOSFET 是由两个背靠背的 PN 结构成的，其中间的半导体区域不像电力晶体管那样注入少数载电流，而是通过对其施加垂直方向的电场来改变导电性质来连通两个原本孤立的半导体导电区域。2.2.2 功率场效应管工作原理要使增强型 N 沟道 MOSFET 工作，要在 G、S 之间加正电压 VGS 及在D、S 之间加正电压 VDS，则产生正向工作电流 ID。改变 VGS 的电压可控制工作电流 ID。 若先不接 VGS(即 VGS0)，在 D 与 S 极之间加一正电压 VDS，漏极 D 与衬底之间的 PN 结处于反向，因此
24、漏源之间不能导电。如果在栅极 G 与源极 S 之间加一电压 VGS。此时可以将栅极与衬底看作电容器的两个极板，而 氧化物绝缘层作为电容器的介质。当加上 VGS 时，在绝缘层和栅极界面上感应出正电荷，而在绝缘层和 P 型衬底界面上感应出 负电荷。这层感应的负电荷和 P 型衬底中的多数载流子( 空穴 )的极性相反，所以称为“ 反型层”，这反型层有可能将漏与源的两N 型区连接起来形成导电沟道。当 VGS 电压太低时，感应出来的负电荷较少，它将被 P 型衬底中的空穴中和，因此在这种情况时，漏源之间仍然无电流 ID。当VGS 增加到一定值时，其感应的负电荷把两个分离的 N 区沟通形成 N 沟道，这个临界
25、电压称为开启电压(或称阈值电压、门限电压)，用符号 VT 表示(一般规定在 ID 10uA 时的 VGS 作为 VT)。当 VGS 继续增大，负电荷增加，导电沟道扩大，电阻降低，ID 也随之增加，并且呈较好线性关系。因此在一定范围内可以认为，改变 VGS 来控制漏源之间的电阻，达到控制 ID 的作用。由于这种结构在VGS0 时， ID0，称这种 MOSFET 为增强型。另一类 MOSFET，在 VGS0.时也有一定的 ID(称为 IDSS)，这种 MOSFET 称为耗尽型。2.2.3 MOSFET 的发展状况MOSFET 在 1960 年由贝 尔 实 验 室 的 D. Kahng 和 Mart
26、in Atalla 首次实作成功，这种元件的操作原理和 1947 年萧克莱（William Shockley）等人发明的双载子晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）截然不同，且因为制造成本低廉与使用 面 积 较小、高整合度的优势，在大型积体电路（Large-Scale Integrated Circuits, LSI）或是超大型积体电路（Very Large-Scale Integrated Circuits, VLSI）的领域里，重要性远超过 BJT。从 MOSFET 的命名会使人产生错误的印象，因为 MOSFET 里代表“metal”的第一个字母 M 在
27、当下大部分同类的元件里是不存在的。早期 MOSFET 的栅极（gate electrode）使用金属作为其材料，但随著半 导 体 技 术 的进步，现代的MOSFET 栅极早已用多 晶 硅 取代了金属。MOSFET 在概念上属于“ 绝缘栅极场效晶体管”（Insulated-Gate Field Effect Transistor, IGFET） ，而 IGFET 的栅极绝缘层有可能是其他物质而非 MOSFET 使用的氧化层。有些人在提到拥有多晶硅栅极的场效晶体管元件时比较喜欢用 IGFET，但是这些 IGFET 多半指的是MOSFET。MOSFET 里的氧化层位于其通道上方，依照其操作电压的不同
28、，这层氧化物的厚度仅有数十至数百埃不等，通常材料是二氧化硅（SiO2） ，不过有些新的进阶制程已经可以使用如氮氧化硅（SiON）做为氧化层之用。今日半导体元件的材料通常以硅为首选，但是也有些半导体公司发展出使用其他半导体材料的制程，当中最著名的例如 IBM 使用硅与锗的混合物所发展的硅锗制程（ SiGe process） 。而可惜的是很多拥有良好电性的半导体材料，如砷 化 镓 （GaAs） ，因为无法在表面长出品 质 够好的氧化层，所以无法用来制造 MOSFET 元件。当一个够大的电位差施于 MOSFET 的栅极与源极之间时，电 场 会在氧化层下方的半导体表面形成感应电 荷 ，而这时所谓的“
29、反型层”就会形成。通道的极性与其漏极与源极相同，假设漏极和源极是 n-type，那么通道也会是 n-type。通道形成后，MOSFET 即可让电流通过，而依据施于栅极的电压值不同，可由MOSFET 的通道流过的电流大小亦会受其控制而改变。.有一段时间，MOSFET 并非模拟电路设计工程师的首选，因为模拟电路设计重视的性能参数，如晶体管的转导或是电流的驱动力上，MOSFET 不如 BJT 来得适合模拟电路的需求。但是随著 MOSFET 技术的不断演进，今日的 CMOS 技术也已经可以符合很多模拟电路的规格需求。再加上 MOSFET 因为结构的关系，没有 BJT 的一些致命缺点，如热破坏。另外，M
30、OSFET 在线性区的压控电阻特性亦可在积体电路里用来取代传统的多晶硅电阻，或是 MOS 电容本身可以用来取代常用的多晶硅绝缘体多晶硅电容，甚至在适当的电路控制下可以表现出电感的特性，这些好处都是 BJT 很难提供的。也就是说，MOSFET 除了扮演原本晶体管的角色外，也可以用来作为模拟电路中大量使用的被动元件。这样的优点让采用 MOSFET 实现模拟电路不但可以满足规格上的需求，还可以有效缩小芯片的面积，降低生产成本。随著半导 体 制造技术的进步，对于整合更多功能至单一芯片的需求也跟著大幅提升，此时用 MOSFET 设计模拟电路的另外一个优点也随之浮现。为了减少在印刷电路板（PCB）上使用的
31、积体电路数量、减少封装成本与缩小系统的体积，很多原本独立的类比芯片与数位芯片被整合至同一个芯片内。MOSFET 原本在数位积体电路上就有很大的竞争优势，在类比积体电路上也大量采用 MOSFET 之后，把这两种不同功能的电路整合起来的困难度也显著的下降。另外像是某些混合讯号电路，如类比/数位转换器，也得以利用 MOSFET 技术设计出效能更好的产品。 近年来还有一种整合 MOSFET 与 BJT 各自优点的制程技术： BiCMOS 也越来越受欢迎。BJT 元件在驱动大电流的能力上仍然比一般的 CMOS 优异，在可靠度方面也有一些优势，例如不容易被“静 电 放 电 ”（ESD）破坏。所以很多同时需
32、要复噪 声 信号处理以及强大电流驱 动 能 力 的积体电路产品会使用 BiCMOS 技 术来制作。过去数十年来，MOSFET 的尺寸不断地变小。早期的积体电路 MOSFET 制程里，通道长度约在几个微米的等级。但是到了今日的积体电路制程，这个参数已经缩小了几十倍甚至超过一百倍。2006 年初，Intel 开始以 65 纳米的技术来制造新一代的微处理器，实际的元件通道长度可能比这个数字还小一些。至 90 年代末，MOSFET 尺寸不断缩小，让积体电路的效能大大提升，而从历史的角度来看，这些技术上的突破和半导体制程的进步有著密不可分的关系。.基于以下几个理由，我们希望 MOSFET 的尺寸能越小越
33、好。第一，越小的MOSFET 象征其通道长度减少，让通道的等 效 电 阻 也减少，可以让更多电流通过。虽然通道宽度也可能跟著变小而让通道等效电阻变大，但是如果能降低单位电阻的大小，那么这个问题就可以解决。其次，MOSFET 的尺寸变小意味著栅极面积减少，如此可以降低等效的栅极电容。此外，越小的栅极通常会有更薄的栅极氧化层，这可以让前面提到的通道单位电阻值降低。不过这样的改变同时会让栅极电容反而变得较大，但是和减少的通道电阻相比，获得的好处仍然多过坏处，而MOSFET 在尺寸缩小后的切换速度也会因为上面两个因素加总而变快。第三个理由是 MOSFET 的面积越小，制造芯片的成本就可以降低，在同样的
34、封装里可以装下更高密度的芯片。一片积体电路制程使用的晶 圆 尺寸是固定的，所以如果芯片面积越小，同样大小的晶圆就可以产出更多的芯片，于是成本就变得更低了。虽然 MOSFET 尺寸缩小可以带来很多好处，但同时也有很多负面效应伴随而来。1. 次 临 限 传 导由于 MOSFET 栅极氧化层的厚度也不断减少，所以栅极电压的上限也随之变少，以免过大的电压造成栅极氧化层崩溃。为了维持同样的性能，MOSFET 的临界电压也必须降低，但是这也造成了 MOSFET 越来越难以完全关闭。也就是说，足以造成 MOSFET 通道区发生弱反转的栅极电压会比从前更低，于是所谓的次临限电流造成的问题会比过去更严重，特别是
35、今日的积体电路芯片所含有的晶体管数量剧增，在某些 VLSI 的芯片，次临限传导造成的功率消耗竟然占了总功率消耗的一半以上。2. 芯 片 内 部 连 接 导 线 的 寄 生 电 容 效 应传统上，CMOS 逻辑门的切换速度与其元件的栅极电容有关。但是当栅极电容随著 MOSFET 尺寸变小而减少，同样大小的芯片上可容纳更多晶体管时，连接这些晶体管的金属导线间产生的寄生电容效应就开始主宰逻辑门的切换速度。如何减少这些寄生电容，成了芯片效率能否向上突破的关键之一。3. 芯 片 发 热 量 增 加当芯片上的晶体管数量大幅增加后，有一个无法避免的问题也跟著发生了，那就是芯片的发热量也大幅增加。一般的积体电
36、路元件在高温下操作可能会导致切换速度受到影响，或是导致可靠度与寿命的问题。在一些发热量非常高的积体.电路芯片如微处理器，目前需要使用外加的散热系统来缓和这个问题。 在功率晶体管（Power MOSFET ）的领域里，通道电阻常常会因为温度升高而跟著增加，这样也使得在元件中 pn 接面导致的功率损耗增加。假设外置的散热系统无法让功率晶体管的温度保持在够低的水平，很有可能让这些功率晶体管遭到热破坏的命运。4. 栅 极 氧 化 层 漏 电 流 增 加栅极氧化层随著 MOSFET 尺寸变小而越来越薄，目前主流的半导体制程中，甚至已经做出厚度仅有 1.2 纳米的栅极氧化层，大约等于 5 个原子叠在一起的
37、厚度而已。在这种尺度下，所有的物理现象都在量子力学所规范的世界内，例如电子的穿隧效应。因为穿隧效应，有些电子有机会越过氧化层所形成的位能障壁而产生漏电流，这也是今日积体电路芯片功 耗 的来源之一。5. 制 程 变 异 更 难 掌 控现代的半导体制程工序复杂而繁多，任何一道制程都有可能造成积体电路芯片上的元件产生些微变异。当 MOSFET 等元件越做越小，这些变异所占的比例就可能大幅提升，进而影响电路设计者所预期的效能，这样的变异让电路设计者的工作变得更为困难。.第 3 章 控制系统3.1 控制系统的重要性现代逆变系统中，控制系统和主电路一样重要，这两部分只有互相配合，共同工作，才能完整的实现逆
38、变过程，二者缺一不可。逆变系统的设计不仅受逆变主电路的形式、主开关器件的类型和逆变频率的影响，而且还取决于选取的功率变换的技术种类。逆变系统的设计应包括主电路的设计、控制电路的设计以及各个电路环节的设计。对于现代逆变系统，主电路设计好以后，就能确定其传递函数，一般的逆变控制系统的输出反馈环节都是线性环节。本章主要研究逆变器的控制机理。3.2 逆变器的 SPWM 控制3.2.1 正弦脉冲宽度调制电源应用的变革确立了脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation ）即 PWM 技术的重要地位，并且赋予了电子变流技术强大的生命力，产品几乎涵盖了所有的开关电源、斩波器及电流变换器等领域。始
39、于 1975 年推广应用正弦脉宽调制（Sinusoidal PWM 简称 SPWM）以来，经多年研究发展的历程，正弦逆变技术也渐趋成熟而服务于广泛的交流应用场合，涉及民用、商用、军用及科研四大板块，人们也真实的感受到系统性能的改善、能源转换效率的提高和电磁污染的减少或净化，也为应用的持续发展奠定了坚实的基础，并且越来越多的与其他科学领域相互关联、相互交叉和相互渗透，继而应用系统逐渐朝高性能、高效率、大功率、高频化和智能化的方向发展，同时随着工程发展的日益需求，对逆变系统提出了更高的要求。由于正弦交流量是典型的模拟量，传统发电机难以完成高频交流电流输出，而功率半导体器件于模拟状态工作时产生的动态
40、损耗剧增，于是，用开关量取代模拟量成为必由之路，并归结为脉冲电路的运行过程，从而构成了运动控制系统.中的功率变换器或电源引擎。电工学认为，周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解为相位差和频率不同的正弦波以及直流分量。不良波形或失真严重的正弦交流量必然产生大量的低次、高次及分数谐波，丰富的谐波分量与基波叠加的情景使得正负峰值几乎同时发生，换向突变时急剧的运动状态将对负载造成冲击并导致负载特性的不稳定或漂移，又加重了滤波器件的负担，损耗也随之增大，非但降低了电网的功率因数，还对周边设备造成不良影响。在高频化和大功率电力变换场合，装置内部急剧的电流变化，不但
41、使器件承受很大电磁应力，并向装置周围空间辐射有害电磁波污染环境，这种电磁干扰（Electro Magnetic Interference 简称 EMI）还会引发周围设备的误动作及造成电能计量紊乱。抑制谐波和 EMI 的防御仍为重要课题或技术指标。3.2.2 生成 SPWM 波的机理 7SPWM 的理论基础是面积等效原理。即冲量相等而形状不同的窄脉冲家在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。图 3.2.1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲图 3.2.2 面积等效原理当正弦基波与若干个等幅的三角载波在时间轴上相遇时，并令正弦波的零点与三角波的峰点处于同相位（图 3.2.3），所得的交点表达为时间意义上
42、的相位角.和对应的瞬时幅值，交点间的相位区间段表示以正弦部分为有效输出的矩形脉冲群。图中虚线表示 PWM 的基波分量。图 3.2.3 单相单极性 SPWM 的波形图 3.2.4 单相双极性 SPWM 的波形SPWM 波的基本概念是每一周期的基波与若干个载波进行调制（载波的数量与基波之比即为载波比），并依次按正弦函数值定位的有效相位区间集合成等幅不等宽且总面积等效于正弦量平均值的正弦化脉冲序列。对应于正弦量的正负半.周，实施双路调制或单路分相处理及放大后，控制驱动功率开关器件运行，滤波后流经负载的电流即为正弦波电流。图 3.2.5 单相桥式 PWM 逆变器电路3.2.3 调制过程特征 8正弦波方
43、程表示为： sin()mitI式中 ：瞬时值； ：正弦波的最大值； ：角频率（等于 2 ）；i ：随时间而变的电气角； ：相位角（t=0 时的相位角为初相角）。t由（图 4.2.2）可知，正弦基波的零点和三角载波的峰点与时间起点相重合，故初相角为，当最大值为 1，最小值为-1 或剔除所有无效变量后，正弦方程将简化为单纯的正弦曲线：sin （ ） （3.1）ninp其中: ：正弦曲线与某一直线交点的瞬时值；ni（ ）：正弦曲线与某一直线交点的相位角。p核对其 /处的最大瞬时值仍然为 1（负半周为 1），显然，正半周期内幅值区间的上下限分别为（，）；正半周相位区间内的上下限分别为（，）。从而在纯坐
44、标条件下，调制仅为坐标区间数量的关系而与时间或频率无关。由（图 4.2.2）可知，形似等腰三角形的三角载波是由许多直线相交叉形成的，因为交叉点以外的线段处于无效区间，所以不具备调制的一般意义。由于载波比.（N）是人为选定的，因而 N 的变化将影响直线的数量（n）、直线的倾角、直线与直线相交后交叉点的相位角和正弦曲线与某一直线交点的相位角（ ）。np又由于三角波的直线线段相交后交叉点的最大幅值与正弦曲线等幅，故所有直线交叉点位于正弦曲线正半周区间内各自的相位角的上限和下限（，0）成对应的比例；正弦曲线正半周区间（，0）内的直线与直线相交后交叉点的相位角分布均匀。所以，正弦曲线正半周内的各直线相交
45、后交叉点位于各自相位区间内幅值的上下限同样为（，）。同理 ，负半周的数值分析相同。于是，所有直线均可写成 n 个标准的斜截式直线方程：y x （3.2）kb根据直线角系数的关系式和每一直线段的相位区间得各直线已知的相位角和两个交叉点的幅值坐标，即可求得各直线各自的斜率（ ）和常数项（b），k从而确定所有完整的直线方程如下： （ ） （3.3）niknpn缘于正弦曲线与 n 个直线相交后需要求解 n 个交点（ ）的目标坐标值（xp，y ），而且必须同时满足式（1）和式（3 ）或是正弦曲线与各直线的各np个交点（ ）的坐标值必须重合，即：n正弦曲线中的某一（ ）点的坐标值（x ，y ）必须等于对应
46、的某一npnp直线段中（ ）点的坐标值（x ，y ），或者是：npsin（ ）= （ ） （3.4）nknnb就以上调制形式中求解的结果，交点（x ）的值即相位角是时间的函数；p交点（y ）的值即对应时间的瞬时值或临界点，以此取得的按正弦函数值定位np的不等宽序列脉冲的对偶边沿就是期望的控制信号角。由此取得对应的瞬时幅值（y ）似乎毫无意义，但是，对于模拟控制方法则是一个极为重要的过渡参数。n可以想象，SPWM 波的数理依据或可信度是首屈一指的。.3.2.4 载波比载波比 N（或称调制比）表示为一周期正弦基波与若干个三角载波数量之比：N= / （3.4）cfr是一个人为设定的、能够直接观察到的
47、数字量。在单脉冲（方波）交流状态下，每周期交流量内包含有正负半周各一个脉冲，尚可理解为 N=2，考虑到正负半周的对称性，故 N 不能为奇数。又由于脉冲边沿的对偶性， N 也不能为分数。当 N=4 时，正负半周各占两个等幅等宽脉冲，因而仅能理解为单纯型多脉冲形式的波形结构。 又当 N=6 时，正负半周才各占有三个而且是自身对称的等幅不等宽的脉冲序列。所以，形成 SPWM 波的 N 必然是或以上的偶数正整数数列，即自起始端向上递增的 N 数列为+ + +。由于 N 数列中依次相邻而又相互错位间隔的低位（ NL）与高位（N H）数列存在明显的个性差异，从而形成了+ +和 +两个系列的偶数数列。N L
48、 数列每周期正弦量内调制得的周期脉冲总数等于 N 或三角载波的周期总数（图 3.2.3），而 NH 数列的调制结果则位于正弦波峰值处出现的无效的（ ）单个交点 ，不能组成对偶的脉冲边沿（图 3.2.6）。于是，N H 数列调制mp得的周期脉冲总数为 N-2（正负半周各一个），由此得依次相邻的低、高位载波比（N L 和 NH）调制所得的半周期脉冲总数相同（表 3.2.1），而且必然是奇数。其内容的特殊性为 NH 数列位于正弦曲线峰值处都有两个脉冲合并而成，并且其时间量将小于两个三角波周期的时间量之和。由于两者的特征既存在共性又有明显的个性差异，这一共性造就了 N 的理解仅为一个概念性的量值数据，
49、其个性的差异将为实施带来更为复杂的论证过程。当 N 有限提高时，其正弦量面积平均值的理论精度、谐波分量和输出波形的失真程度将随之减小。.图 3.2.6 NH 数列调制结果NL 6 10 14 18 22 N NH 8 12 16 20 24 半周期脉冲数3 5 7 9 11 表 3.2.1 N 与半周期脉冲数的关系3.2.5 样本的频率由于有载波比的存在，SPWM 波的频率特征具有双重性。流经负载的正弦量频率即为系统的输出频率，具备正弦交流概念的频率特征，计量单位仍为 Hz/s。与其相关联的涉及功率器件、滤波器件及辅助设备。各种不同的负载有其不同的频率要求，这也是逆变应用的终极目的。故输出频率的拓展具有重要意义，并由实际的运行效果得以体现。当系统需要随机或实时的闭环运行时，输出目标波形的频率将被取样并回馈。逆变环节的功率器件执行完成一周期正弦量输出则相当于完成正负半周叉开的若干个开关作业的和数或周期脉冲数，操纵功率器件的周期脉冲数量与输出
