1、目 录实验一 抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验1实验二 脉冲编码调制(PCM)实验 9实验三 增量调制(M)编译码实验 18实验四 移相键控(PSK)实验 28实验五 HDB3码型变换实验 40实验六 FSK电力线载波通信实验 48实验七 数字基带信号处理实验 60实验八 通信系统原理课程设计数字信号的基带传输 88第 1 页实验一 抽样定理和脉冲调幅（PAM）实验一、实验目的1、验证抽样定理；2、观察了解 PAM 信号形成过程，平顶展宽解调过程；3、了解时分多路系统中的路际串话现象。二、实验原理和电路说明1、概述在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。
2、因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。 利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样” ，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分
3、重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。 PAM PAMf图 1-1 单路 PCM 系统示意图第 2 页作为例子，图 1-1 示意地画出了传输一路语音信号的 PCM 系统。从图中可以看出要实现对语音的 PCM 编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路 PAM 通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多
4、路的通信方式。2、抽样定理抽样定理指出，一个频带受限信号 m(t)如果它的最高频率为 fH(即 m(t)的频谱中没有 fH 以上的分量)，可以唯一地由频率等于或大于 2fH 的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为 3400Hz 的语音信号 m(t)，可以用频率大于或等于 6800Hz 的样值序列来表示。抽样频率 fs 和语音信号 m(t)的频谱如图 1-2 和图 1-3 所示。由频谱可知，用截止频率为 fH 的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号 m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为 3400Hz 的语音信号，通常采用 8KHz 抽样
5、频率，这样可以留出 1200Hz 的防卫带，见图 1-4。如果 fs2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图 1-5 所示。0 fHMf图 1-2 语音信号的频谱第 3 页0 fHMffs 2fsfHfs+ fHfs+2图 1-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率 fH 的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率 fs=8KHz,改变音频信号的频率 fH,分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。0 fHMffs 2fsfHfs+ fHfs+2图 1-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱0 fHMffs 2fsfHfs+ f
6、Hfs+2图 1-5 fs2fH 时语音信号的抽样频谱第 4 页验证抽样定理的实验方框如图 1-6 所示。在图 1-8 中，连接(TP8)和(TP14)，就构成了抽样定理实验电路。抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。T1 为结型场效应晶体管，T2 为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V 电压加在场效应晶体管栅极 G，只要 G 极电位负于源极 S 的电位，并且|UGS|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0” 。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V 电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨
7、接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的 G 极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图 1-6 可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为 3400Hz。图 1
8、-6 抽样定理实验方框图3、多路脉冲调幅(PAM 信号的形成和解调)多路脉冲调幅的实验框图如图 1-7 所示。在图 1-8 电原理图中，连接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了多路脉冲调幅实验电路。第 5 页分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n 路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验设置了两路分路抽样电路。12123212图 1-7 多路脉冲调幅实验框图多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲分离成 n 路，亦即还原出单路 PAM信号。发送
9、端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决 PAM 解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度 S是很窄的。当占空比为 S/TS 的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。但是，在分路选通后加入保持电容，可使分路后的 PAM 信号展宽到 100%的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的问题。但我们知道平
10、顶抽样将引起固有的频率失真。PAM 信号在时间上是离散的，但在幅度上却是连续的。而在 PCM 系统里，PAM 信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个 PAM 系统的简单模式。4、多路脉冲调幅系统中的路际串话第 6 页路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话,前者造成失密或影响正常通话；后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。在一个理想的传输系统中，各路 PAM 信号应是严格地限制在本
11、路时隙中的矩形脉冲。但如果传输 PAM 信号的通道频带是有限的，则 PAM 信号就会出现“拖尾”的现象，当“拖尾”严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图 19 所示的低通网络，它的上截止频率为： f 1=1/(2R 1C1)R11C V 1 2gt(a) (b)U图 1-9 通道的低通等效网络为了分析方便，设第一路有幅度为 V 的 PAM 脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图1-9(a)所示的低通网络，输出波形如图 1-9(b)所示。脉冲终了时，波形按 R1C1时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压串话电压 U，这种由于
12、信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。当考虑通道频带的低频端时，可将通道简化为图 110 所示的高通网络。它的下截止频率为：f2=1/(2R 2C2)由于 R2C2 ，所以，当脉冲通过图 1-10(a)所示的高通网络后，输出波形如图 1-10(b)所示。长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。若计算某一话路上的串话电压，则需要计算前 n 路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信第 7 页道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。R22CV1 2gt(a) (b)图 1-10 通道的高频等效网络限于实验条件，本实验只模拟了高频
13、串话的信道。以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图 1-8 中的定时电路提供。三、实验仪器双踪同步示波器 SR8 四、实验内容与步骤(一) 抽样和分路脉冲的形成用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度，并记录相应的波形。1、在(TP1)观察主振脉冲信号。2、在(TP2)观察分路抽样脉冲；在(TP3)观察分路抽样脉冲。3、在(TP2)观察分路抽样脉冲；在(TP3)观察分路抽样脉冲。4、用双踪示波器比较（TP2）（TP2） ， （TP3）（TP3）的时序。(二) 验证抽样定理1、正弦信号从(TP4)输入，f H=1KHz，幅度 2VP-P。2、连接（TP2）（TP6） 。3、以(T
14、P4)作双踪同步示波器的比较信号，观察(TP8)抽样后形成的 PAM 信号。调整示波器触发同步，使 PAM 信号在示波器上现示稳定，计算在一个信号周期内的抽样次数。核对信号频率与抽样频率的关系。第 8 页4、连接(TP8)(TP14)，在(TP15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号。测量其频率，确定和输入信号的关系，验证抽样定理。5、改变 fH，令 fH=6KHz，重复 2、3、4 项内容，验证抽样定理。(三) PAM 信号的形成和解调连接(TP8)(TP11)、(TP13)(TP14)、(TP3)（TP12)，观察并画出以下各点的波形。1、 在(TP4)输入正弦信号，f H=1KHz，幅度
15、 2Vp-p。2、以(TP4)作为双踪同步示波器的比较信号，在(TP8)观察单路 PAM 信号。3、在(TP13)观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出 的宽度（用 S 作单位） 。4、在(TP15)观察经低通滤波器放大后的音频信号。5、改变输入正弦信号的频率(fmax3.4KHz 可取 500、1K、2K、3K)，在(TP15)测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表。f(Hz) 500 1000 2000 3000TP15（V）(四) 多路 PAM 系统中的路际串话现象连接(TP2)(TP12)，接入分路选通脉冲。1、在(TP4)输入正弦信号，f H1KHz。2、在(TP15)观察第一
16、路串入第二路的信号，用示波器观察并测量其频率和幅度。3、连接(TP8)(TP9)、(TP10)(TP11)，将开关 K 向下置于电容 C11处，重复 1、2项的内容，并与之比较。4、将开关 K 向上置于电容 C12 处，重复 1、2 项的内容，并与 2、3 项的结果比较。五、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。2、本实验在(TP8)和(TP13)得到的是哪一类抽样的波形？从理论上对理想抽样、自然抽样和平顶抽样进行对比和说明。第 9 页3、对实验内容(二)进行讨论。当 fs2fH 和 fsRs，即 D0 时有Vcs(Vcc/2-Vo)G （6）这时控制电压与 G 成线性关系。将 Vo
17、=0.12V，(Vcc/2)6V 代入上式，得Vcs15.98G （7）当 D0，控制电压 V 与 G 成非线性关系。设 D=3，得VCS2=(23.52G)/(1+3G) （8）图 3-7 给出 VCS1和 VCS2与 C 的关系曲线，曲线 VCS2的斜率大于曲线 VCS1的斜率，这就意味着 VCS2的压扩特性更接近于理想特性。语音音节包络的变化范围约为 5ms 到 20ms。取 15ms， 220ms，这时 2/ 1=4 2/ 1=(CS(RS+RP)/(CSRS)=1+D D=3选 CS=0.33F，则 RS15.15K，R P=15.15K，取 RS=15K，R P=47K 得D3.1
18、3。在临界过载时，G 达到最小值。对正弦信号可得 G0.436，这时控制电压 Vcs 的最大值约为(计算从略)Vmax4.48V 此值决定了限流电阻 Rx1.5K。第 24 页GVCSV02460.2 0.4 0.6 0.8 1.012图 3-7 V 与 G 的关系曲线(二) 定时电路512KHZ256KHZ128KHZ64KHZ32KHZG1G2AABCY0Y1图 3-9 定时部分时间关系图MC3418 编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供，为模拟一个实际的时分多路系统的工作状态，定时部分可给出 2048KHz 及 8 路 32KHz 的定时，定时部分的时间关系如图3-9 所示。为确保收、
19、发同步，本实验系统的编码和译码部分公用一个定时源，这是有别于实际情况的。三、实验仪器*杂音计 ND5*失真度测试仪 BS1双踪同步示波器 SR8四、实验内容与步骤(一)、 时钟部分主振频率为 4096KHz，经分频后得到 2048KHz 的定时，再经分频分相后得到 8 路32KHz 的定时。用示波器在(TP1)点观察主振波形，用频率计测量其频率。在(TP2)、(TP3)、第 25 页(TP4)观察并测量 2048KHz 和 32KHz 定时。(二)、 发送滤波器在(TP5)输入频率为 1KHz、幅度为 2Vp-p 的音频信号。在(TP5)观察输入信号，在(TP6)观察输出信号，记下它们的幅度和
20、波形。(三)、 M 编码器在(TP6)观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号，在(TP7)观察本地译码信号。在(TP8)观察编码输出的数字信号(幅度约为 10Vp-p)。以音频信号作为同步信号，观察信码的变化规律。对应正弦波过零处应有连“0”或联“1”码型出现；对应正弦波的波峰和波谷处应有“0” 、 “1”交替码型出现。(四)、 M 译码器用短线连接(TP8)(TP9)，即将编码信号送入译码器。在(TP9)观察输入译码器的编码信号，在(TP10)观察译码器输出的模拟信号，画出波形。(五)、 接收滤波器在(TP10)观察滤波器的输入信号。在(TP11)观察滤波器输出的模拟信号。记下它们的波形
21、和幅度。(六)、 系统性能测试系统性能有三项指标：动态范围、信噪比和频率特性。1、动态范围在满足一定信噪比(S/N)条件下，编译码系统所对应于 800Hz(或 1000Hz)音频信号的幅度范围定义为动态范围。动态范围应大于电子工业部 1982 年暂定的标准框架(样板值)。图 3-10 示意给出了这个样板。 第 26 页-50 -40 -30 -20 -10 018202224S/N(dB)(dBmo)图 3-10 M 编译码系统动态范围样板图动态范围的测试框图如图 3-11 所示。在原理部分已经提到，M 编译码器允许输入信号的最大幅度为 4.36V。为了确保器件的安全使用，本实验在进行动态范围
22、这一指标测试时，不再对输入信号的临界过载进行验证。取输入信号的最大幅度为 5Vp-p(注意：信号要由小至大调节)，测出此时的 S/N 值。然后以 10dB 间隔衰减输入信号，将测试数据填入下表。-10dB -20dB -30dB -40dB -50dBVin(mv)p-p 5000 1500 500 150 50 15S/N(dB) 图 3-11 动态范围测试框图2、信噪比特性在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N 最高，推荐为 2Vp-p)。在此电平下测试不同频率下的信噪比值。频率选择在 500Hz/1KHz/2KHz/3KHz,将测试数据填入下表。f(Hz) 500 1000 2000
23、3000S/N（dB） 第 27 页信噪比特性的测试框图如图 3-12 所示。 图 3-12 信噪比特性测试框图3、频率特性选一合适的输入电平(Vin=2VP-P)，改变输入信号的频率，频率范围从 500Hz 到3000Hz。在(TP11)用示波器测量译码输出信号的电压值,数据填入下表。f(Hz) 500 1000 2000 3000TP11（V） 五、实验报告1、整理实验记录，画出相应的曲线和波形。2、集成化M 编译码系统由哪些部分构成？各部分的作用是什么？3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状。试画出它们的波形。4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率？在本实验中是如何实现的？5、积分
24、电路的设计原则是什么？6、对改进实验内容和电路有什么建议？第 28 页实验四 移相键控(PSK)实验一、实验目的1、了解 M 序列的性能，掌握其实现方法及其作用；2、了解 2PSK 系统的组成验证，其调制解调原理；3、验证同步解调的又一方式同相正交环(或称 Costas 环)的工作原理；4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用；5、学习 2PSK 系统主要性能指标的测试方法。二、实验原理和电路说明(一) 概述数字通信系统的模型可以用图 4-1 表示，虚线框内的部分称为数字调制和解调部分，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。 图 4-1 数字通信系统模型与模拟通信系统相比，数字调制和解调
25、同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进行键控，便可获得 ASK、FSK、PSK 等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干 PSK 的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。第 29 页近年来，在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除 2PSK外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(
26、16QAM)以及 64QAM、256QAM 等，这些都是高效率的调制手段。为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选为5MHz。(二) 调制2PSK 系统的调制部分框图如图 4-2 所示，电路原理如图 4-3 所示，下面分几部分说明。1、M 序列发生器实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用 M 序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式 f(x)=X5+X3+1 组成的五级线性移位寄存器，就可得到 31 位码长的 M 序列。码元定时与载波的关系可
27、以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为 1Mbt/s。2、相对移相和绝对移相移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。以二进制调相为例，取码元为“1”时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波反相；“1”和“0”时调制后载波相位差 1800。绝对移相的波形如图 4-4 所示。在同步解调的 PSK 系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0” 、 “1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。
