1、第 7 章 角度测量,7.1 概述7.2 测角方法及其比较7.3 天线波束的扫描方法7.4 三坐标雷达7.5 自动测角的原理和方法,7.1 概 述,为了确定目标的空间位置, 雷达在大多数应用情况下, 不仅要测定目标的距离, 而且还要测定目标的方向, 即测定目标的角坐标, 其中包括目标的方位角和高低角(仰角)。 雷达测角的物理基础是电波在均匀介质中传播的直线性和雷达天线的方向性。 由于电波沿直线传播, 目标散射或反射电波波前到达的方向, 即为目标所在方向。 但在实际情况下, 电波并不是在理想均匀的介质中传播, 如大气密度、湿度随高度的不均匀性造成传播介质的不均匀, 复杂的地形地物的影响等, 因而
2、使电波传播路径发生偏折, 从而造成测角误差。 通常在近距测角时, 由于此误差不大, 仍可近似认为电波是直线传播的。当远程测角时, 应根据传播介质的情况, 对测量数据(主要是仰角测量)作出必要的修正。,天线的方向性可用它的方向性函数或根据方向性函数画出的方向图表示。但方向性函数的准确表达式往往很复杂, 为便于工程计算, 常用一些简单函数来近似, 如表 7.1 所示。 方向图的主要技术指标是半功率波束宽度0.5以及副瓣电平。在角度测量时0.5的值表征了角度分辨能力并直接影响测角精度, 副瓣电平则主要影响雷达的抗干扰性能。 雷达测角的性能可用测角范围、测角速度、测角准确度或精度、角分辨力来衡量。准确
3、度用测角误差的大小来表示, 它包括雷达系统本身调整不良引起的系统误差和由噪声及各种起伏因素引起的随机误差。而测量精度由随机误差决定。角分辨力指存在多目标的情况下, 雷达能在角度上把它们分辨开的能力, 通常用雷达在可分辨条件下, 同距离的两目标间的最小角坐标之差表示。,表 7.1 天线方向图的近似表示,表 7.1 天线方向图的近似表示,7.2 测角方法及其比较,7.2.1 相位法测角1. 基本原理相位法测角利用多个天线所接收回波信号之间的相位差进行测角。 如图 7.1 所示, 设在方向有一远区目标, 则到达接收点的目标所反射的电波近似为平面波。由于两天线间距为d, 故它们所收到的信号由于存在波程
4、差R而产生一相位差, 由图 7.1知,(7.2.1),其中为雷达波长。如用相位计进行比相, 测出其相位差, 就可以确定目标方向。,图 7.1 相位法测角方框图,由于在较低频率上容易实现比相, 故通常将两天线收到的高频信号经与同一本振信号差频后, 在中频进行比相。 设两高频信号为,u1=U1 cos (t-) u2=U2cos (t),本振信号为,uL=ULcos (Lt+L),其中，为两信号的相位差；L为本振信号初相。u1和uL差频得,uI1=UI1cos(-L)t-L,u2与uL差频得,uI2=UI2cos(-L)t-L,可见，两中频信号uI1与uI2之间的相位差仍为。,图 7.2 所示为一
5、个相位法测角的方框图。接收信号经过混频、放大后再加到相位比较器中进行比相。其中自动增益控制电路用来保证中频信号幅度稳定, 以免幅度变化引起测角误差。,图 7.2 相位法测角方框图,图 7.3 二极管相位检波器电路及矢量图 (a) 电路; (b) U2U1; (c) U2=1/2U1,为讨论方便, 设变压器的变压比为11, 电压正方向如图 7.3(a)所示, 相位比较器输出端应能得到与相位差成比例的响应。为此目的, 当相位差为的两高频信号加到相位检波器之前, 其中之一要预先移相 90 。因此相位检波器两输入信号为,u1=U1cos (t-) u2=U2=cos (t-90),U1、U2为u1、u
6、2的振幅, 通常应保持为常值。现在u1在相位上超前u2的数值为(90-)。 由图 7.3(a)知：,当选取U2U1时, 由矢量图 7.3(b)可知,故相位检波器输出电压为,其中Kd为检波系数。由式(7.2.2)可画出相位检波器的输出特性曲线, 如图 7.4(a)所示。测出Uo, 便可求出。 显然, 这种电路的单值测量范围是-/2/2。当30, UoKdU1, 输出电压Uo与近似为线性关系。,当选取1/2U1=U2时, 由矢量图 7.3(c)可求得:,则输出,输出特性如图7.4(b)所示, 与Uo有良好的线性关系, 但单值测量范围仍为-/2/2。为了将单值测量范围扩大到 2, 电路上还需采取附加
7、措施。,图7.4 相位检波器输出特性 (a)U2U1; (b)U2=1/2U1,2. 测角误差与多值性问题相位差值测量不准, 将产生测角误差, 它们之间的关系如下将式(7.2.1)两边取微分:,(7.2.3),由式(7.2.3)看出, 采用读数精度高(d小)的相位计, 或减小/d值(增大d/值), 均可提高测角精度。也注意到：当=0 时, 即目标处在天线法线方向时, 测角误差d最小。当增大, d也增大, 为保证一定的测角精度, 的范围有一定的限制。,增大d/虽然可提高测角精度, 但由式(7.2.1)可知, 在感兴趣的范围(测角范围)内, 当d/加大到一定程序时, 值可能超过 2, 此时=2N+
8、, 其中N为整数; 2, 而相位计实际读数为值。 由于N值未知, 因而真实的值不能确定, 就出现多值性(模糊)问题。必须解决多值性问题, 即只有判定N值才能确定目标方向。比较有效的办法是利用三天线测角设备, 间距大的 1、3 天线用来得到高精度测量, 而间距小的 1、2 天线用来解决多值性, 如图7.5所示。,图 7.5 三天线相位法测角原理示意图,设目标在方向。天线 1、2 之间的距离为d12, 天线 1、3 之间的距离为d13, 适当选择d12, 使天线 1、2 收到的信号之间的相位差在测角范围内均满足:,(7.2.4),12由相位计 1 读出。,根据要求, 选择较大的d13, 则天线 1
9、、3 收到的信号的相位差为,13由相位计2读出, 但实际读数是小于 2的。为了确定N值, 可利用如下关系:,(7.2.5),根据相位计 1 的读数12可算出13, 但12包含有相位计的读数误差, 由式(7.2.5)标出的13具有的误差为相位计误差的d13/d12倍, 它只是式(7.2.4)的近似值, 只要12的读数误差值不大, 就可用它确定N, 即把(d13/d12)12除以 2, 所得商的整数部分就是N值。然后由式(7.2.4)算出13并确定。由于d13/值较大, 保证了所要求的测角精度。,7.2.2 振幅法测角,1. 最大信号法当天线波束作圆周扫描或在一定扇形范围内作匀角速扫描时, 对收发
10、共用天线的单基地脉冲雷达而言, 接收机输出的脉冲串幅度值被天线双程方向图函数所调制。找出脉冲串的最大值(中心值), 确定该时刻波束轴线指向即为目标所在方向, 如图 7.6(b)的所示。 如天线转动角速度为ar/min, 脉冲雷达重复频率为fr, 则两脉冲间的天线转角为,这样, 天线轴线(最大值)扫过目标方向(t)时, 不一定有回波脉冲, 就是说, s将产生相应的“量化”测角误差。,在人工录取的雷达里, 操纵员在显示器画面上看到回波最大值的同时, 读出目标的角度数据。 采用平面位置显示(PPI)二度空间显示器时, 扫描线与波束同步转动, 根据回波标志中心(相当于最大值)相应的扫描线位置, 借助显
11、示器上的机械角刻度或电子角刻度读出目标的角坐标。,在自动录取的雷达中, 可以采用以下办法读出回波信号最大值的方向: 一般情况下, 天线方向图是对称的, 因此回波脉冲串的中心位置就是其最大值的方向。测读时可先将回波脉冲串进行二进制量化, 其振幅超过门限时取“1”, 否则取“0”, 如果测量时没有噪声和其它干扰, 就可根据出现“1”和消失“1”的时刻, 方便且精确地找出回波脉冲串“开始”和“结束”时的角度, 两者的中间值就是目标的方向。 通常, 回波信号中总是混杂着噪声和干扰, 为减弱噪声的影响, 脉冲串在二进制量化前先进行积累, 如图 7.6(b)中的实线所示, 积累后的输出将产生一个固定迟延(
12、可用补偿解决), 但可提高测角精度。,最大信号法测角也可采用闭环的角度波门跟踪进行, 如图 7.6(b)中的、 所示, 它的基本原理和距离门做距离跟踪相同。 用角波门技术作角度测量时的精度(受噪声影响)为,(7.2.6a),式中, E/N0为脉冲串能量和噪声谱密度之比, Kp为误差响应曲线的斜率(图 7.6(b)的), B为天线波束宽度,Lp为波束形状损失, (S/N)m是中心脉冲的信噪比; n=t0fr, 为单程半功率点波束宽度内的脉冲数。在最佳积分处理条件下可得到 , 则得,(7.2.6b),最大信号法测角的优点一是简单; 二是用天线方向图的最大值方向测角, 此时回波最强, 故信噪比最大,
13、 对检测发现目标是有利的。 其主要缺点是直接测量时测量精度不很高, 约为波束半功率宽度(0.5)的 20%左右。因为方向图最大值附近比较平坦, 最强点不易判别, 测量方法改进后可提高精度。另一缺点是不能判别目标偏离波束轴线的方向, 故不能用于自动测角。最大信号法测角广泛应用于搜索、引导雷达中。,图 7.6 最大信号法测角 (a) 波束扫描; (b) 波型图,图 7.6 最大信号法测角 (a) 波束扫描; (b) 波型图,2. 等信号法等信号法测角采用两个相同且彼此部分重叠的波束, 其方向图如图 7.7(a)所示。如果目标处在两波束的交叠轴OA方向, 则由两波束收到的信号强度相等, 否则一个波束
14、收到的信号强度高于另一个(如图 7.7(b)所示)。 故常常称OA为等信号轴。当两个波束收到的回波信号相等时, 等信号轴所指方向即为目标方向。 如果目标处在OB方向, 波束 2 的回波比波束 1 的强, 处在OC方向时, 波束 2 的回波较波束 1 的弱, 因此， 比较两个波束回波的强弱就可以判断目标偏离等信号轴的方向并可用查表的办法估计出偏离等信号轴的大小。,图 7.7 等信号法测角 (a) 波束; (b)K型显式器画面,设天线电压方向性函数为F(), 等信号轴OA的指向为0, 则波束 1、2 的方向性函数可分别写成:,F1()=F(1)=F(+k-0) F2()=F(2)=F(-0-k),
15、k为0与波束最大值方向的偏角。 用等信号法测量时,波束1接收到的回波信号u1=KF1()=KF(k-t), 波束2收到的回波电压值u2=KF2()=KF(-k-t)=KF(k+t), 式中t为目标方向偏离等信号轴0的角度。对u1和u2信号进行处理, 可以获得目标方向t的信息。,(1) 比幅法: 求两信号幅度的比值,根据比值的大小可以判断目标偏离0的方向, 查找预先制定的表格就可估计出目标偏离0的数值。,(2) 和差法: 由u1及u2可求得其差值(t)及和值(t), 即,()=u1()-u2()=KF(k-t)-F(k+t),在等信号轴=0 附近, 差值()可近似表达为,而和信号,(t)=u1(
16、)+u2()=KF(k-t)+F(k+t),在0附近可近似表示为,(t)2F(0)k,即可求得其和、差波束()与(), 如图 7.8 所示。 归一化的和差值,(7.2.7),因为/正比于目标偏离0的角度t, 故可用它来判读角度t的大小及方向。 等信号法中, 两个波束可以同时存在, 若用两套相同的接收系统同时工作, 则称同时波瓣法; 两波束也可以交替出现, 或只要其中一个波束, 使它绕OA轴旋转, 波束便按时间顺序在 1、 2 位置交替出现, 只要用一套接收系统工作, 则称顺序波瓣法。,图 7.8 和差法测角,等信号法的主要优点是: (1) 测角精度比最大信号法高, 因为等信号轴附近方向图斜率较
17、大, 目标略微偏离等信号轴时, 两信号强度变化较显著。 由理论分析可知, 对收发共用天线的雷达, 精度约为波束半功率宽度的 2%, 比最大信号法高约一个量级。 (2) 根据两个波束收到的信号的强弱可判别目标偏离等信号轴的方向, 便于自动测角。 等信号法的主要缺点：一是测角系统较复杂; 二是等信号轴方向不是方向图的最大值方向, 故在发射功率相同的条件下, 作用距离比最大信号法小些。 若两波束交点选择在最大值的 0.70.8 处, 则对收发共用天线的雷达, 作用距离比最大信号法减小约 20%30%。等信号法常用来进行自动测角, 即应用于跟踪雷达中。,7.3 天线波束的扫描方法,7.3.1 波束形状
18、和扫描方法1. 扇形波束扇形波束的水平面和垂直面内的波束宽度有较大差别, 主要扫描方式是圆周扫描和扇扫。 圆周扫描时, 波束在水平面内作 360圆周运动(图 7.9), 可观察雷达周围目标并测定其距离和方位角坐标。所用波束通常在水平面内很窄, 故方位角有较高的测角精度和分辨力。 垂直面内很宽, 以保证同时监视较大的仰角空域。地面搜索型雷达垂直面内的波束形状通常做成余割平方形, 这样功率利用比较合理, 使同一高度不同距离目标的回波强度基本相同。,图 7.9 扇形波束圆周扫描 (a) 地面雷达; (b) 机载雷达,由雷达方程知， 回波功率为,式中，G为天线增益; R为斜距; K1为雷达方程中其它参
19、数决定的常数。若目标高度为H, 仰角为, 忽略地面曲率, 则R=H/sin =H csc , 代入上式得,若目标高度一定, 要保持Pr不变, 则要求G/csc2=K(常数), 故,即天线增益G()为余割平方形。,当对某一区域需要特别仔细观察时, 波束可在所需方位角范围内往返运动, 即做扇形扫描。 专门用于测高的雷达, 采用波束宽度在垂直面内很窄而水平面内很宽的扇形波束, 故仰角有较高的测角精度和分辨力。 雷达工作时, 波束可在水平面内作缓慢圆周运动, 同时在一定的仰角范围内做快速扇扫(点头式)。,2. 针状波束针状态束的水平面和垂直面波束宽度都很窄。采用针状波束可同时测量目标的距离、方位和仰角
20、, 且方位和仰角两者的分辨力和测角精度都较高。主要缺点是因波束窄, 扫完一定空域所需的时间较长, 即雷达的搜索能力较差。 根据雷达的不同用途, 针状波束的扫描方式很多, 图 7.10 所示为其中几个例子。图(a)为螺旋扫描, 在方位上圆周快扫描, 同时仰角上缓慢上升, 到顶点后迅速降到起点并重新开始扫描; 图(b)为分行扫描, 方位上快扫, 仰角上慢扫; 图(c)为锯齿扫描, 仰角上快扫而方位上缓慢移动。,图 7.10 针状波束扫描方式 (a) 螺旋扫描; (b) 分行扫描; (c) 锯齿扫描,7.3.2 天线波束的扫描方法1. 机械性扫描利用整个天线系统或其某一部分的机械运动来实现波束扫描的
21、称为机械性扫描。如环视雷达、跟踪雷达，通常采用整个天线系统转动的方法。而图 7.11 是馈源不动, 反射体相对于馈源往复运动实现波束扇扫的一个例子。不难看出, 波束偏转的角度为反射体旋转角度的两倍。图 7.12 为风琴管式馈源, 由一个输入喇叭和一排等长波导组成, 波导输出口按直线排列, 作为抛物面反射体的一排辐射源。当输入喇叭转动依次激励各波导时, 这排波导的输出口也依次以不同的角度照射反射体, 形成波束扫描。这等效于反射体不动, 馈源左右摆动实现波束扇扫。,图 7.11 馈源不动反射体动的机械性扫描,图 7.12 风琴管式扫描器示意图,机械性扫描的优点是简单。其主要缺点是机械运动惯性大,
22、扫描速度不高。近年来快速目标、洲际导弹、人造卫星等的出现, 要求雷达采用高增益极窄波束, 因此天线口径面往往做得非常庞大, 再加上常要求波束扫描的速度很高, 用机械办法实现波束扫描无法满足要求, 必须采用电扫描。,2. 电扫描电扫描时, 天线反射体, 馈源等不必作机械运动。因无机械惯性限制, 扫描速度可大大提高, 波束控制迅速灵便, 故这种方法特别适用于要求波束快速扫描及巨型天线的雷达中。电扫描的主要缺点是扫描过程中波束宽度将展宽,因而天线增益也要减小, 所以扫描的角度范围有一定限制。另外，天线系统一般比较复杂。 根据实现时所用基本技术的差别, 电扫描又可分为相位扫描法、频率扫描法、时间延迟法
23、等。,7.3.3 相位扫描法,1. 基本原理图7.13 所示为由N个阵元组成的一维直线移相器天线阵, 阵元间距为d。为简化分析, 先假定每个阵元为无方向性的点辐射源, 所有阵元的馈线输入端为等幅同相馈电,各移相器的相移量分别为 0, , 2, , (N-1)(如图 7.13 所示), 即相邻阵元激励电流之间的相位差为。,图 7.13 N元直线移相器天线,现在考虑偏离法线方向远区某点的场强, 它应为各阵元在该点的辐射场的矢量和,因等幅馈电,且忽略各阵元到该点距离上的微小差别对振幅的影响, 可认为各阵元在该点辐射场的振辐相等, 用E表示。若以零号阵元辐射场E0的相位为基准, 则,(7.3.1),式
24、中, ，为由于波程差引起的相邻阵元辐射场的相位差; 为相邻阵元激励电流相位差; k为由波程差引起的Ek对E0的相位引前;k为由激励电流相位差引起的Ek对E0的相位迟后。 任一阵元辐射场与前一阵元辐射场之间的相位差为-。 按等比级数求和并运用尤拉公式, 式(7.3.1)化简为,由式(7.3.1)容易看出, 当=时, 各分量同相相加, 场强幅值最大, 显然,故归一化方向性函数为,=0 时, 也就是各阵元等幅同相馈电时, 由上式可知, 当=0, F()=1, 即方向图最大值在阵列法线方向。 若0, 则方向图最大值方向(波束指向)就要偏移, 偏移角0由移相器的相移量决定, 其关系式为: = 0时, 应
25、有F(0 )=1, 由式(7.3.2)可知应满足,(7.3.3),式(7.3.3)表明, 在0方向, 各阵元的辐射场之间, 由于波程差引起的相位差正好与移相器引入的相位差相抵消, 导致各分量同相相加获最大值。 显然, 改变值, 为满足式(7.3.3), 就可改变波束指向角0, 从而形成波束扫描。,也可以用图 7.14 来解释, 可以看出, 图中MM线上各点电磁波的相位是相同的, 称同相波前。 方向图最大值方向与同相波前垂直(该方向上各辐射分量同相相加), 故控制移相器的相移量, 改变值, 同相波前倾斜, 从而改变波束指向, 达到波束扫描的目的。根据天线收发互易原理, 上述天线用作接收时, 以上
26、结论仍然成立。,图 7.14 一维相扫天线简图,2. 栅瓣问题现在将与波束指向0之间的关系式=(2/)d sin0代入式(7.3.2)， 得,(7.3.4),可以看出, 当(Nd/)(sin-sin0)=0, , 2, , n(n为整数)时, 分子为零, 若分母不为零, 则有F()=0。而当(d/)(sin-sin0)=0, , 2, , n(n为整数)时, 上式分子、分母同为零, 由洛比达法则得F()=1, 由此可知F()为多瓣状, 如图 7.15 所示。,其中，(d/)(sin-sin0)=0, 即=0时的称为主瓣, 其余称为栅瓣。出现栅瓣将会产生测角多值性。 由图 7.15 看出, 为避
27、免出现栅瓣, 只要保证,即,则可, 因sin-sin01+sin0, 故不出现栅瓣的条件可取为,当波长取定以后, 只要调整阵元间距d以满足上式, 便不会出现栅瓣。如要在-900+90范围内扫描时, 则d/1/2, 但通过下面的讨论可看出, 当0增大时, 波束宽度也要增大, 故波束扫描范围不宜取得过大, 一般取|0|60或|0|45, 此时分别是d/0.53 或d/0.59。为避免出现栅瓣，通常选d/1/2。,图 7.15 方向图出现栅瓣,3. 波束宽度1) 波束指向为天线阵面法线方向时的宽度这时, 0=0, 即=0, 为各阵元等幅同相馈电情况。 由式(7.3.2)或式(7.3.1)可得方向性函
28、数为,通常波束很窄, 较小, sind/)sin(d/)sin, 上式变为,(7.3.5),近似为辛克(Sinc)函数, 由此可求出波束半功率宽度为,(7.3.6),其中Nd为线阵长度。 当d=/2 时,(7.3.7),顺便指出, 在d=/2 的条件下, 若要求0.5=1, 则所需阵元数N=100。如果要求水平和垂直面内的波束宽度都为 1, 则需 100100 个阵元。,2) 波束扫描对波束宽度和天线增益的影响 扫描时, 波束偏离法线方向, 00, 方向性函数由式(7.3.4)表示。波束较窄时, -0较小, sin(d/)(sin-sin0)(d/)(sin-sin0), 式(7.3.4)可近
29、似为,是辛克函数。设在波束半功率点上的值为+和-(见图 7.16), 由辛克函数曲线, 当 时, 可查出x=0.443, 故知当=+时应有,(7.3.8),容易证明,sin+-sin0=sin(+-0)cos0-1-cos(+-0)sin0,波束很窄时, +-0很小, 上式第二项忽略, 可简化为,sin+-sin0(+-0)cos0,代入式(7.3.8), 整理得扫描时的波束宽度0.5s为,(7.3.9),其中，0.5为波束在法线方向时的半功率宽度; 为波长。上式也可从概念上定性地得出, 因为波束总是指向同相馈电阵列天线的法线方向, 将图7.16 中的同相波前MM看成同相馈电的直线阵列, 但有
30、效长度为Nd cos 0, 代入式(7.3.6)便得式(7.3.9)。,图 7.16 扫描时的波束宽度,从式(7.3.9)可看出, 波束扫描时, 随着波束指向0的增大, 0.5s要展宽, 0越大, 波束变得愈宽。例如0=60, 0.5s 20.5。 随着0增大，波束展宽，会使天线增益下降。我们用阵元总数为N0的方天线阵来说明。 假定天线口径面积为A, 无损耗, 口径场均匀分布(即口面利用系数等于1), 阵元间距为d, 则有效口径面积A=N0d2, 法线方向天线增益为,(7.3.10),当d=/2 时, G(0)=N0。,如果波束扫到0方向, 则天线发射或接收能量的有效口径面积As为面积A在扫描
31、等相位面上的投影, 即As=Acos0=Nod2 cos0。如果将天线考虑为匹配接收天线, 则扫描波束所收集的能量总和正比于天线口径的投影面积As, 所以波束指向处的天线增益为,当d=/2 时, G(0)=N0cos0。 可见增益随0增大而减小。,如果在方位和仰角两个方向同时扫描, 以0和0表示波束在方位和仰角方向对法线的偏离, 则,当0=0=60时, G(0, 0)=N0/4, 只有法线方向增益的1/4。,总之, 在波束扫描时, 由于在0方向等效天线口径面尺寸等于天线口径面在等相面上的投影(即乘以cos0), 与法线方向相比, 尺寸减小, 波束加宽, 因而天线增益下降, 且随着0的增大而加剧
32、。所以波束扫描的角范围通常限制在60或45之内。 若要覆盖半球, 至少要三个面天线阵。,必须指出, 前面讨论方向性函数时, 都是假定每个阵元是无方向性的, 当考虑单个阵元的方向性时, 总的方向性函数应为上述结果与阵元方向性函数之积。设阵元方向性函数为Fe(), 阵列方向性函数为F()式 7.3.4, 则N阵元线性阵总的方向性函数FN()为: FN()=Fe()F()。当阵元的方向性较差时, 在波束扫描范围不大的情况下, 对总方向性函数的影响较小, 故上述波束宽度和天线增益的公式仍可近似应用。 另外，等间距和等幅馈电的阵列天线副瓣较大(第一副瓣电平为-13dB), 为了降低副瓣, 可以采用“加权
33、”的办法。 一种是振幅加权, 使得馈给中间阵元的功率大些, 馈给周围阵元的功率小些。另一种叫密度加权, 即天线阵中心处阵元的数目多些, 周围的阵元数少些。,4. 相扫天线的带宽相扫天线的工作频带取决于馈源设计和天线阵的扫描角度。 这里着重研究阵面带宽。 相扫天线扫描角0时, 同相波前距天线相邻阵元的距离不同而产生波程差dsin0(见图 7.12), 如果用改变相邻阵元间时间迟延值的办法获得倾斜波前,则雷达工作频率改变时不会影响电扫描性能。但相扫天线阵中所需倾斜波前是靠波程差对应的相位差=(2/)d sin 获得的, 相位调整是以 2的模而变化的, 它对应于一个振荡周期的值, 而且随着工作频率改
34、变，波束的指向也会发生变化, 这就限制了天线阵的带宽。,当工作频率为f, 波束指向为0时, 位于离阵参考点第n个阵元的移相量为,如工作频率变化f, 而移相量不变, 则波束指向将变化, 满足以下关系式:,频率增加时，为负值, 表明此时波束指向朝法线方向偏移。 扫描角0增大, 亦增加。 用百分比带宽Ba(%)=2(f/f)100 表示式(7.3.11)时,(7.3.12),波束扫描随频率变化所允许的增量和波束宽度有关。扫描时的波束宽度B(s)=B/cos0, B为法线方向波束宽度。将式(7.3.12)变换为,(7.3.13),上式中带宽因子k=Ba(%)/B()。 如果允许|/B(s) |1/4,
35、 则由式(7.3.13)可求得,当扫描角0增大时, 允许的带宽变小。如0=60, 则得此时k=1, 即百分比带宽,Ba(%)=B (),上面分析了单频工作时(相当于连续波)指向与频率变化的关系。然而大多数雷达工作于脉冲状态, 其辐射信号占有一个频带, 当天线扫描偏离法线方向时, 频谱中的每一分量分别扫向一个有微小偏差的方向, 已经有人分析研究了此时各频率分量在远场区的合成情况。很明显，在脉冲工作时，天线增益将低于单频工作时的最大增益, 如果允许辐射到目标上的能量可以减少 0.8dB, 则当波束扫描角0=60时可得到,Ba(%)=2B (个脉冲),天线阵面孔径增大时, 波束B减小, 则允许的带宽
36、Ba(%)也相应减小。,相扫天线的带宽也可从时域上用孔径充填时间或等效脉冲宽度来表示。当天线扫描角为0时, 由于存在波程差, 将能量充填整个孔径面所需时间为,D为天线孔径尺寸, c为光速。 能有效通过天线系统的脉冲度应满足,T,其对应的频带为B=1/。将孔径尺寸D与波束宽度B的关系引入, 且知道百分比带宽Ba(%)为: B/f100=Ba(%), 则可得到, 当取最小可用脉宽即=T时,扫描角0越大, Ba(%)越小。 当 90扫描时可得,Ba(%)=2B (),当脉宽等于孔径充填时间时, 将产生 0.8dB的损失, 脉宽增加则损失减少。 ,为了在空间获得一个不随频率变化的稳定扫描波束, 就需要
37、用迟延线而不是移相器来实现波束扫描, 在每一阵元上均用时间迟延网络是不实用的, 因为它很耗费且损耗及误差较大。 一种明显改善带宽的办法是用子阵技术(如图 7.17所示)， 即数个阵元组合为子阵而在子阵之间加入时间迟延单元, 天线可视为由子阵组成的阵面；子阵的方向图形成“阵元”因子, 它们用移相器控制扫描到指定方向, 每个子阵均工作于同一模式, 当频率改变时其波束将有偏移, 子阵间的扫描是调节与频率无关的迟延元件。,图 7.17 用子阵和时间迟延的相扫阵列,图 7.18 频率变化时子阵相控阵的方向图,5. 相扫天线馈电方式1) 光学馈电系统 光学馈电有时又叫空间馈电, 分反射镜式和透镜式, 如图
38、 7.19 所示。,图 7.19 光学馈电系统 (a) 透镜系统; (b) 反射镜系统,由馈源送出的电波照射到反射面或透镜孔面时, 由各辐射元接收, 经反射或透射, 再由各辐射元辐射出去, 只要孔面上辐射元足够多, 就可在空间形成窄波束。以适当的规律改变反射镜中或透镜中各移相器的相对相移量, 就可实现波束扫描。其中反射镜式只有一个阵列面, 各辐射元先接收电波, 经移相器移相后, 传输到末端(短路端)全反射, 再移相后, 由同一辐射元辐射出去。,由于馈源辐射的为球面波, 使平面的透镜或反射镜阵列面的激励相位因存在路径差(球面径差)而引起附加差异, 造成扫描角误差。这可以在结构上或计算机配相时加以
39、修正。例如使旁边移相器的相移量小于中间移相器的相移量, 以抵消球面径差引起的附加相位迟后。 利用光学馈电时, 雷达本身结构大体保持不变。例如，从收发设备到天线馈源可不必改动，只要做一个移相器天线阵列面即可, 因此做起来比较简单。,2) 强制馈电系统 又称为传输线馈电, 这是因为在这种馈电系统中，功率源到阵列元之间采用了一定数量的微波耦合元件和传输线。它可分为串联馈电和关联馈电。 (1) 串联馈电(如图7.20 所示)。高频信号以行波方式沿主馈线传输, 经定向耦合器依次给阵元馈电, 调节耦合度, 就可调节加到各阵元的功率的大小, 实现振幅加权，降低副瓣。移相器可以放在各分支内或串在主馈线内, 后
40、者在波束控制时各移相器的相移量相同, 但要求移相器能承受大功率, 且插入损耗小。,图 7.20 串联馈电示意图 (a) 端馈电; (b) 中心馈电,(2) 并联馈电(如图 7.21 所示)。 它把整个阵列分成许多子阵列, 每个子阵列传输通道电长度相同, 发射功率以多级均分的方式馈给每个阵元, 因而每个移相器承受功率都不大。适当组合子阵列, 并调整它们的相位和电流振幅, 可得到良好的方向图和扫描特性。,图 7.21 并联馈电示意图,3) 有源阵 相阵天线的每一个阵元上均连接收发固态组件, 组件中的功率源供给阵元所需的辐射功率, 从而使每一个阵元都是有源的。发射功率的合成是由分布在天线阵面上多个功
41、率源的辐射功率在空间完成的, 这就要求各阵元功率源的高频辐射信号间有严格的相位关系, 并能根据天线方向性函数的要求来控制阵面的相位和振幅分布。,图 7.22 收发组件原理框图,有源阵中所用固态组件的功率源是低功率的, 雷达所需的高功率是用多个阵元辐射功率在空间合成得到的。通常用的无源阵是用大功率发射机经馈电系统将功率分配到各辐射阵元, 无源阵与有源阵相比，无源阵具有下列优点:(1) 由于功率源直接联在阵元后面, 故馈源和移相器的损耗不影响雷达性能; 接收机的噪声系数是由T/R组件中的低噪声放大器决定的。,(2) 由于阵元辐射低功率, 故所用馈源和移相器都是低功率容量, 可以做得更轻便和便宜。
42、(3) 用大量低功率固态源取代易损坏的高电压、 大功率发射机, 提高了系统的可靠性。 (4) 固态阵和数字波束形成技术及阵列信号处理相结合后在改善天线性能方面具有很大潜力。,6. 移相器1) PIN二极管移相器 这种移相器以PIN二极管为控制元件, 它利用了PIN管在正偏和反偏时的两种不同状态, 外接调谐元件LT和CT, 构成理想的射频开关, 如图 7.23 为其一例。正偏压时, CT与引线电感Ls发生串联谐振, 使射频短路; 反偏时, Ci和CT一起与LT发生并联谐振而呈现很大的阻抗。这时可把PIN管看作一个单刀单掷开关。用两只互补偏置的PIN管可构成单刀双掷射频开关。 利用PIN管在正偏和
43、反偏状态具有不同的阻抗或其开关特性， 可构成多种形式的移相器。,图 7.23 PIN二极管开关电路,图 7.24 开关线型移相器 (a) 换接线型; (b) 环行器型,图7.24 画出了两种开关线型移相器, 其中环行器用来提供匹配的输入和输出。开关在不同位置时, 有一个传输路径差l, 从而得到一个差相移=2l /g。 这种移相器较简单, 但带宽较窄。也可以利用PIN管正反向偏置时不同的阻抗值做成加载线移相器, 或将PIN管与定向耦合器结合构成移相器, 它们都有较大的工作带宽。 PIN管移相器的优点是体积小，重量轻, 便于安装在集成固体微波电路中, 开关时间短(50 ns2 s), 性能几乎不受
44、温度的影响, 激励功率小(1.02.5 W), 目前能承受峰值功率约为 10 kW, 平均功率约 200 W, 所以是有前途的器件。 缺点是频带较窄和插入损耗大。,2) 铁氧体移相器 其基本原理是利用外加直流磁场改变波导内铁氧体的导磁系数, 因而改变电磁波的相速, 得到不同的相移量。 图 7.25 所示为常用的一种铁氧体移相器, 在矩形波导宽边中央有一条截面为环形的铁氧体环,环中央穿有一根磁化导线。根据铁氧体的磁滞特性(见图 7.25(a), 当磁化导线中通过足够大的脉冲电流时, 所产生的外加磁场也足够强(它与磁化电流强度成正比), 铁氧体磁化达到饱和, 脉冲结束后, 铁氧体内便会有一个剩磁感
45、应(其强度为Br)。当所加脉冲极性改变时, 剩磁感应的方向也相应改变(其强度为-Br)。这两个方向不同的剩磁感应对波导内传输的TE10波来说，对应两个不同的导磁系数, 也就是两种不同极性的脉冲在该段铁氧体内对应有两个不同的相移量, 这对二进制数控很有利。铁氧体产生的总的相移量为这两个相移量之差(称差相移)。只要铁氧体环在每次磁化时都达到饱和, 其剩磁感应大小就保持不变, 这样，差相移的值便取决于铁氧体环的长度。,图 7.25 铁氧体移相器 (a) 铁氧体磁滞回线; (b) 相移器结构,这种移相器的特点是: 铁氧体环的两个不同数值的导磁系数分别由两个方向相反的剩磁感应来维持, 磁化导线中不必加维
46、持电流, 因此所需激励功率比其它铁氧体移相器小。 铁氧体移相器的主要优点是： 承受功率较高，插入损耗较小，带宽较宽。其缺点是：所需激励功率比PIN管移相器大，开关时间比PIN管移相器长，较笨重。,3) 数字式移相器 为了便于波束控制, 通常采用数字式移相器。如果要构成n位数字移相器, 可用n个相移数值不同的移相器(PIN管的或铁氧体的)作为子移相器串联而成。每个子移相器应有相移和不相移两个状态, 且前一个的相移量应为后一个的两倍。 处在最小位的子相移器的相移量为=360/2n, 故n位数字移相器可得到 2n个不同相移值。,例如四位数字移相器, 最小位的相移量为=360/24=22.5, 故可由
47、相移值分别为 22.5, 45, 90, 180的四个子相移器串联而成, 如图 7.26 所示，每个子移相器受二进制数字信号中的一位控制, 其中“0”对应该子移相器不移相, “1”对应移相。例如，控制信号为 1010, 则四位数字移相器产生的相移量为 =1180+090+145+022.5=225 四位数字移相器可从 0到 337.5，每隔 22.5取一个值, 可取 24=16 个值。 图 7.27 为四位铁氧体数字移相器的原理图。,图 7.26 四位数字移相器示意图,图 7.27 铁氧体数字移相器示意图,(7.3.14),B=2 时, 增益损失 1dB; B=4 时, 增益损失 0.06dB
48、, 故选择B=34 时, 天线增益的损失均可容忍。,由相移量化误差引起的均方副瓣电平增加可表示为,(7.3.15),此处N为天线阵的阵元数; B=3 时, 副瓣较主瓣低 47dB; B=4 时, 则副瓣低于主瓣 53 dB, 对一般应用是可以接受的。但由于实际的相移量化误差分布不是随机的而具有周期性, 因而会产生寄生的量化副瓣。在周期性三角形分布条件下，其峰值为1/22B, 此值较大而需设法降低, 一种办法就是破坏其周期性规律。,相移量化所产生的最大指向误差为,(7.3.16),式中，B为波束宽度。 例如B=4 时, /B=0.049 为可能产生的最大指向误差。,7.3.4 频率扫描如图 7.28 所示, 如果相邻阵元间的传输线长度为l, 传输线内波长为g, 则相邻阵元间存在一激励相位差,
