1、iii1 绪论11 绪 论1.1 前言电力电子学是综合应用电工理论、电子技术及控制理论等，利用电力电子(功率半导体)器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源。它是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。电力电子技术是近年来最活跃的研究领域之一。作为联系弱电与强电的纽带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段，在小至数瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。随着功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术，以及控制理论的不断进步，电力电子技术向着大功率、高频化及智能化方向发展，应用的领域将更加广阔。1.2国内外电源技术发展概况电力电子技术与装置的
2、市场需求与日俱增，其中电源是电力电子技术的主要应用领域之一。随着微电子制造技术的进步，计算机、通信设备、家用电器得到飞速发展，这些设备内部往往需要采用直流稳压电源供电。很多关键的设备还需要不间断电源，以确保市电停电时设备仍能工作。近年来，随着电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断的出现并应用到开关电源，使开关电源达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高。因此，许多领域，例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多的应用开关电源，并取得了显著效益。随着芯片集成度的不断提高，电子设备内功能部件的体积不断减
3、小，因而要求设备内部电源的体积和重量不断减小。提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施，因为变压器和电感电容等滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百 kHZ至数 MHz的开关电源已有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标，50w/in 的开关电源早已上市，目前己向 120W/in发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可提高电源的可靠性，简化生产与使用。模块电源的并联串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天器电源
4、系统等都要求高度智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载需求。一个特定用途的电源装置，应当具有符合负载要求的性能参数和外特性，这是基本的要求。安全1 绪论1可靠西安工业大学毕业设计（论文）2是必须加以保证的。高效率、高功率因数、低噪音是普遍关注的品质。无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标是全球范围的热门话题，并有相关的国际和国家标准规范进行约束。电源技术发展到今天，己融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华，已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。1.3 选题背景随
5、着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的线性稳压电源具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管的功耗较大，电源效率很低，一般只有 45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关
6、方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。主要作为高功率脉冲电源的初级电源和大型军用设备的电源系统,也可以应用于大电流快速充放电系统和电子、通信、航天、医疗等各个领域,其中,几十几百千瓦的大、高功率开关电源主要应用于现代化工业、国防事业和大型科研项目中,具有非常广泛的应用前景。中国科学院电工所最近研制成功的“50kW/40kHz 高压稳压电源”代表着国内高频大功率开关电源的先进技术水平。 “200kW开关电源”的研究,标志着
7、我国的高功率脉冲电源技术翻开了历史性的一页。 目前,国外的高功率开关电源研制技术较为成熟,并主要应用于工业和军事上。在粒子加速器、电磁发射、电磁推进、微波武器等脉冲功率技术应用的领域中,电源设备的平均功率通常在几百千瓦甚至几兆瓦以上,体积和重量只有国内的几十分之一,而且自动化程度非常高。 近年来,国内的小功率开关电源技术已日趋成熟,基本能够满足工业生产和军事发展的需要。 新型的高功率开关电源（平均功率 200kW）具有体积小、重量轻、效率高、稳压范围宽等优势,而且具有先进的自动控制技术。近年来，在高压大功率的应用场合，开关电源作为一种高效好型、高性能的电源己广泛用于家用电器、电子计算机、变频器
8、等电子设备中。采用开关电源后，可以使相关装置体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽，大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。西安工业大学毕业设计（论文）31.4 本课题要求及主要研究内容研究开关电源的实现方法，并按照设计指标要求进行电路的设计与仿真。具体要求如下： 分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出自己的见解。 掌握开关电源的工作原理。 设计硬件系统并进行仿真，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求。主要技术指标设计要求：直流输入电压：50330V；输出电压：+ 24V，士 15V，+5V，20V 方波高频电压；效率：80%2 系统的整体方案分析选择42 系统的整体方案分析选择2
9、.1 组合式开关电源的结构开关电源作为一种高效、轻型、高性能的电源已广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。而在变频器中的广泛应用更显其本色。变频器的控制回路、驱动回路、保护回路、检测电路等需要十余种相互隔离的电源。采用开关电源后,可以使变频器体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽,大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。开关电源的种类很多,不同容量等级的变频器采用不同形式的开关电源。根据我们研制的交流变频调速系统的特点,要求开关电源适应范围为50V330V,且在输入电压低至 50V时仍然能输出满功率,显然常规的开关电源不具备这样宽的调节范围。为此,采用由斩波器和推挽式变换器组成的两级组
10、合式开关电源作为装置的各种控制电源。由于采用了斩波器使开关电源在输入 50V330V的变化范围内都能稳定输出中间直流电压,输出功率达 500W以上。在得到稳定的中间电压基础上,用 PWM(脉宽调制)调制技术加推挽放大得到装置所需的各种等级电源及驱动电路所需方波电源。如下图所示：图 2.1 组合式开关电源原理示意图组合式开关电源原理示意图如图 1所示。该电源主要由两级组成:第一级是降压斩波器,通过 PWM控制 V2管的开通和关断,使输入电压(取自主回路中间直流电压)在 50V330V范围内能够输出稳定直流 24V电压。该 24V电源用于后一级变换器的输入西安工业大学毕业设计（论文）5以及交流变频
11、调速装置的风扇和电机磁闸电源。第二级变换器实际上是将直流 24V重新凋制,控制 V3,V4交替导通和关断,把 24V直流电压变换成高频交流电压,经高频变压器副边输出多组装置所需的各种电压和驱动所需的方波电压。为了保证在送电初期电源能正常工作,特设置了初始电源产生电路。在斩波器稳定输出 24V后,初始电源退出工作,由电源本身提供工作电源。注：图中所示的 V2、V3、V4 指通用的开关管不一定是功率晶体管。电源控制回路采用 UC系列集成电流控制芯片 UC3842，UC3846 作为控制芯片。可实现精确控制，提高电源的可靠性并可方便的实现保护电路的设计。开关电源的控制芯片在主回路与控制回路之间存在隔
12、离问题,考虑到光耦合器速度较慢,且还需提供工作电源,故本电源用脉冲变压器实现主回路与控制回路之间的隔但使用脉冲变压器对斩波器斩波管 V2的驱动会生一些问题。将在驱动电路部分分析解决。2.2 组合式开关电源的原理分析2.2.1 斩波器电路开关电源斩波器电路原理图如图 2.2所示,它的功能是将从主回路中间直流电压(50V330V)变成 24V稳定直流电压输出。R2RtRtR1LCQ1D1V1V2 Dz+5CtUC3842DC+Vout+24V图 2.2 第一级斩波电路原理图斩波器控制电路采用 PWM集成电路 UC3842,电阻 Rt、电容 Ct决定了斩波器的工作频率。R1,R2 为反馈电阻,其值决
13、定输出电压大小,UC3842 的基准电源为 5V,R5是电流反馈电阻,当负载电流超过限定值时,R5 将此信号反馈回 UC3842,使其停止工作,起到过流保护的作用。从 UC3842出来的控制信号加到互补管 V1,V2上,通过脉冲变压器原边产生驱动信号,驱动斩波工作。脉冲变压器的原边截止时产生很大的尖峰脉冲电压,对 V1,V2产生危害。为此加吸收电容,可以大大减小尖峰脉冲。图 2.3是不加吸收电容和加吸收电容时的驱动波形。减小开关管的开关损耗是保证开关管正常工作的重要因素。为此必须充分减小开关管的导通、截止过渡过程时间。采取以上西安工业大学毕业设计（论文）6措施后,开关管的导通、截止过渡过程时间
14、可以大大减小。脉冲变压器通过一个限流电阻和稳压二极管 Dz驱动 Q1，该驱动电路性能随着 D的变化而不同。不加电容驱动波形 加电容驱动波形图 2.3 驱动波形图2.2.2 推挽式变换器电路开关电源的推挽变换器电路如图 2.4所示C1, R1, D1组成了 RCD缓冲电路,D2，C2，R2 为了保护变压器的绕组，防止电感峰值。Rt, Ct决定了 UC3846的振荡频率,亦即高频变压器的工作频率。Rr 为电流检测电阻,使高频变压器副边稳定输出,不受负载等影响。在过载时使 UC3846停止工作。UC3846 发出控制信号驱动 Q2、Q3 两个 mosfet管交替导通、截止,将输入 24V直流电压变成
15、高频交流信号耦合到高频变压器的副边,经整流后得到所需的各等级电源,由于 UC3846的输出电流足够大可以直接驱动开关管。图 2.4 推挽式变换器电路原理图3 电源主电路设计73 电源主电路设计3.1 buck变换器3.1.1 buck工作原理BUCK变换器又称降压变换器，它是一种对输入输出电压进行降压变换直流斩波器，即输出电压低于输入电压。其基本结构如图 3.1所示。假定:(l)开关晶体管、二极管均是理想元件，也就是可以快速地“导通”和“截止” ，而且导通压降为零，截止时漏电流为零;(2)电感、电容是理想元件，电感工作在线性区未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零;(3)输出电压中纹波电
16、压与输出电压比值小到允许忽略。图 3.1 Buck变换器电路工作过程：当主开关 Tr导通，如图 3.2所示，is= 流过电感线圈 L，电流线性增加在负Li载 R上流过电流 Io，两端输出电压 Vo，极性上正下负。当 is i。时，电容在充电状态。这时二极管 D承受反向电压而截止。经时间 D1Ts后，如图 3.3所示主开关Tr截止，由于电感 L中的磁场将改变 L两端的电压极性，以保持其电流 不变。负Li载两端电压仍是上正下负。在 Io时，电容处在放电状态，以维持 Io、Vo 不变。i这时二极管 D，承受正向偏压为电流红构成通路，故称 D为续流二极管。由于变换器输出电压 Vo小于电源电压 Vs，故
17、称它为降压变换器。其工作图如下图 3.2和图 3.3所示:西安工业大学毕业设计（论文）8图 3.2 Tr导通 图 3.3 Tr关断在一般的电路中是期望 BUCK电路工作在连续导通模式下的，在一个完整的开关周期中，BUCK 变换器的工作分为两段，其工作波形图为:图 3.4BUCK在连续模式下的工作波形图3.1.2 buck变换器的参数计算在 BUCK变换器电路中给定输入电压 Vs的范围、输出电压 Vo、功率 P输出电流I。 、纹波电压的范围Vo，开关频率 fs，就可以推出电路中 L、C 的参数值和所需要开关管和二极管的耐压和耐流值，从而选定各自的型号。从图 3.4中的 波形图可知，在开关管 Tr
18、导通期间( 一 )，电感电流上升量Li 0t1西安工业大学毕业设计（论文）9为（3.1）00010 11ts ssL sVVVi dttDTLLLA在开关管关断期间，电感电流的下降量为（3.2）200 01 212sL sidtt A由于稳态时这两个电流变化量相等，即 所以由上述两式可得:12LLiiA（3.3）0012sssVVDTTL由上式整理得（3.4）0sV(l)电感 L的确定在连续和不连续之间有个临界状态，此时 （3.5）02LiIA将 3.2式代入 3.5可得 （3.6）002LsVViDTRA将 3.6式整理得 （3.7）01CssRI要保证电路工作在连续工作模式必须使 LLc，
19、一般取 1.2倍的裕量。(2)电容 C的确定流经电容的电流 是( )，由于 对电容的充放电产生的纹波电压 ，如i0LICi 0VA图 3.4中 和 波形。iV（3.8）2011228sLLC sTIIidt CAAA将 3.2式代入 3.8式得 （3.9）08sVDA开关管的峰值电流为 12TPLLII开关管的耐压值为 maxSV根据拟定技术指标：输入电压 Vs 50330V 输出电压 Vo 24V 功率 Po 500W 输出电流 20A Vo=1V fs 100 KHz西安工业大学毕业设计（论文）10有上述公式推到可得：Lc 取 8uH C 取 3mF根据耐压值和余量 开关管取 IRFPS3
20、7N50A 500V 37A二极管取 RF2001T4S 400V 20A峰值电流 取 36ATPI3.2 推挽式变换器3.2.1 主从输出推挽拓扑的原理图 3.5 推挽脉宽调制变换器推挽拓扑如图 3.5所示，它主要由带多个次级绕组的变压器构成，每个次级绕组都提供一组相差 180的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。在推挽式变换器中使用两个幅值相等、脉宽可调、相差 180的脉冲驱动 Q1和 Q2基极外，它的控制电西安工业大学毕业设计（论文）11路和其他电路原理一样。导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，已使在整个电流范围内，都能
21、够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降 Vea，约为 1V。因此当每一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（Vdc1）的方波电压。考虑到输出整流二极管的正向压降 Vd，整流二极管阴极的输出是一个导通时间为 Ton、幅值为(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平顶方波。这里 Vd是整流二极管的正向压降，对于传统的快速二极管其值为 1V，对于肖特基二极管（通常用于 Vm为 5V的大电流输出场合）其值为 0.5V。因为每个半周期都有一个占空比为 Ton的脉冲，所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为 2Ton/T。图 3.5中，LC 滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。图
22、 3.5中 LC滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出，同时滤除方波中的纹波。电容和电感的功能分析和计算过程与 buck调整器完全一样。如图 3.6所示输出 Vm的直流或平均电压为（3.10）210.5monmdcpNTVVm对应的主输出整流器波形如图 3.6所示。如果将 Vm接入负反馈，如图 3.5所示，以控制导通时间 Ton，则 Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使 Vm保持不变。尽管负载电流没有出现在式 3.10中，但只要是负载电流改变导致的 Vm变化，它都会被误差放大器所采样，然后通过控制导通时间 Ton来纠正，使 Vm保持不变。只要 L1不随负载电流减小进
23、入不连续工作模式，导通时间 Ton的变化就不大，其具体数值由式 3.10根据不同的匝比 Nm/Np、Vdc 和周期 T来确定。从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。其方波宽度与主输出相同，为由主输出 Vm的反馈环确定的 Ton。因此从输出为（3.11）11 2SonSdcpNTV（3.12）221SonSdcpNT3.2.2 推挽式变换器存在的问题及解决方法1.最小电流的限制当有从输出时，直到主输出电流降到额定值得 1/10，则直到主输出电流降到最小值，根据式 3.7计算出电感不都会进入不连续工作模式。在此范围内，从输出电压值将保持在5%的范围内。当主电感进入不连续状态时（电感电流低于
24、最小电流西安工业大学毕业设计（论文）12值） ，Ton 明显下降，从输出电压也随之明显下降。不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。如果他们的最小电流值选为额定值的 1/10，则可以根据 3.7式计算从输出电感。2 磁通不平衡如图 3.6铁芯材料的磁滞回线图 3.6典型铁氧体磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滞回线。如果要磁通曲线保持在线性范围内，则在频率达到 30kHz时，磁通变化范围须限制在2000G 之间。频率为 100300kHz 时，由于磁心高频损耗的原因，磁通变化范围的峰值必须减至1200G 或800G 以下。正常工作时，磁芯
25、的磁通变化范围位于上图所示的 B1和 B2之间。工作在磁滞回线2000G 以内的线性部分是合理的。当 Q1导通时，如图 3.5所示，Np1 的异名端为正，磁心沿磁滞回线上升即从 B1向 B2移动。其上升的实际值与 Np1两端电压和 Q1导通时间的乘积成比例。当 Q1关断 Q2导通时，Np1 的同名端为正，磁心沿磁滞回线从 B2往 B1下降，其下降的实际值与 Np2两端电压和 Q2的导通时间成比例。如果 Q1导通时 Np1施加的伏秒数与 Q2导通时 Np2施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁心会从 B1上升至 B2，正好又返回到 B1。但只要伏秒数稍有不等，磁心就不能回到起点，并且若干周期后，磁心
26、将偏离磁滞回线，进入饱和区。饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。使导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。即使 Q1和 Q2西安工业大学毕业设计（论文）13的基极电压宽度相同，其集电极电压宽度也可能不完全相等。对于通常的集成电路控制芯片，其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。如果 Q1、Q2 是双极型晶体管，则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。存储时间为 0.36pts。存储时间也受温度的影响，随温度上升而显著增加。即使 Q1、Q2 在相同温度下的存储时间恰好相同，如果 Q1、Q2 在散热器上相距较远，
27、以致工作温度不同，其存储时间也可能相差很大。另外，如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。如果磁心磁通达到磁滞回线（如图 2.3所示）的弯曲部分，则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大，并且在该半周期，磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。于是流过较大电流的开关管会变得较热，使它的存储时间延长。随着该开关管存储时间的延长，这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加，流过的电流也会增加，该管的存储时间进一步延长。这样，失控状态将很快出现，磁心饱和，开关管损坏。如果 Ql、Q2 是 MOSFET管，则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。首先，MOSFET管没有存储时间，两
28、组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等。更重要的是，由于 MOSFET管的导通压降随温度升高而增加，所以上述失控情况不会发生。相反地，MOSFET 管导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用，它有助于纠正磁通不平衡问题。设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大。有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，但这将使对应初级半绕组上的电压降低。从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。综上所诉，可以从平衡伏秒数出发用以下几个方法减小磁通不平。1. 增加初级绕组的电阻2. 匹配功率开关管3. 磁心加气隙4.
29、使用 mosfet功率开关管5. 使用电流模式拓扑由于综合考虑到技术、成本、实现的难易，本设计将采用使用 mosfet功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。3.2.3 功率变压器主要参数设计 1. 变压器磁芯的选择目前，高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高，但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内，它们呈现的铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率的制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些，西安工业大学毕业设计（论
30、文）14饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状的铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用 E-E型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的，而且 E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E 型。2. 工作磁感应强度的确定工作磁感应强度 Bm是开关电源变压器设计中的一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关
31、电源变压器的 Bm值应选在比饱和磁通密度 Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在 0.16T到 0.3T之间。设计中，根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在 0.2 T。3.变压器的计算功率开关电源变压器工作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率，其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。变换器输出电路为全波整流，因此（3.13）01/tPUI21/0.890w式中：Pt 为变压器的计算功率，单位为 WPo为变压器的输出功率，单位为 W4.磁芯设计输出能力的确定磁芯材料确定后，磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。其磁芯面积为（3.14）pcm
32、A或 1.640tpmwjPBfK1.64 43913.2740.280.25pA cm 式中： Ap 为磁芯截面积乘积，单位为 cm4；Ac为磁芯截面积，单位为 cm2；Am为磁芯窗口截面积，单位为 cm2；Bm为磁芯工作磁感应强度，单位为 T；西安工业大学毕业设计（论文）15Kw为窗口占空系数取 0.2；Kj为电流密度系数(温升为 50时，E 形磁芯取 534)。5.绕组匝数的计算因为变换器的电路形式为推挽式，所以变压器的初级电压 Up=24 V。在该变换器中满载电流 20 A比较大，整流管和滤波电感上的压降不可忽视，本变换器所用的整流二极管的压降在 20A电流下约为 25V，滤波电感的直
33、流压降取 05V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲的占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定的裕度，一般取变换器输出电压的 10；所以，变压器的次级电压 Us=22 V。初级绕组匝数 N1 匝210ponmcUTNBA6.导线线径的计算绕组的导线大小根据变压器各绕组的工作电流和电流密度来确定。另外，若变压器的工作频率超过 50 kHz，还需要考虑电流趋肤效应的影响，导线直径应小于两倍的穿透深度。频率为 100 kHz时铜导线的趋肤深度O.41 mm，因此，所取导线直径应小于 0.82 mm。7.电流密度 0.1420.142 2534.84.8/jpJ
34、KA Am8.线圈的绕制因为变换器用的是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。这种绕法会对变压器的温度有很大的帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有 4个绕组，各 2个绕组绕在初级的两边。3.3输出整流滤波电路设计综合各电路的优缺点选用结构简单的全波整流电路如图 3.7所示,变压器中心抽头构成了全波整流电路，u 2=u2a+u2b且 u2a=u2b= U2sint 。正半周时： u2瞬时极性a(+),b(-)，VD 1正偏导通，
35、VD 2反偏截止。负载电流的流通途径为 aVD 1 Rc；负半周时： u2瞬时极性 a(-),b(+)，VD 1反偏截止，VD 2正偏导通。负载电流的流通途径为 bVD 2 RLc。整流电路 VD1和 VD2 轮流导通，整个周期内都有电压输出，故该电路称为全波整流电路。西安工业大学毕业设计（论文）16图 3.7全波整流电路其主要性能指标为：(1) 22)( 9.0UUAVo(2) LLRI)(45.(3)K=0.48 由于 K1,脉动成分比半波整流电路小很多,纹波较小,但由于变压器次级的每个线圈只在半个周期内有电流,较全桥模式利用率不高.图中每个二极管承受的断态电压为（ 3.15）21RNU在
36、电流连续的情况下，还可以得到用输出电压 Uo表示的断态电压为0RD流过每个二极管的平均电流为（3.16）/2DLI式中， 为电感电流的平均值。每个二极管的平均电流等于电感电流平均值的LI一半。在稳态的条件下，电感电流平均值等于负载电流，因此二极管电流平均值也等于负载电流的一半。假设二极管的通态压降为 ，每个二极管的通态损耗为DU（3.17）/2onLPI两个二极管的总通态损耗为（3.18）onDDLI综上可知全波整流电路使用的期间数少，结构简单，通态损耗小，缺点二极管耐压高（相对于全桥型电路）总的来说适合所设计的电路。4 控制电路和保护电路设计174.控制电路和保护电路的设计4.1控制电路方案
37、比较选择电源的性能例如输入的线性调整、输入线与负载的变动反应特性，基本上取决于归返回路(return loop)的结构。归返方式可分为两种，分别是:(a) 电流模式控制。(b) 电压模式控制。有关电压模式控制图 4.1是电压模式控制的 DC-DC Converter电路实例，由图可知它是由单一的反馈回路所构成，它的输出电压归返至输入端，误差增幅器可将基准电压 Vref，与分压后的输出电压差分增幅，再将结果输入到脉冲宽变调器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM 比较器(comparator)可将增幅后的差分信号，与内部产生的锯齿状信号作比较，并将调节占空比，最后再输
38、出 PWM信号。图 4.1 电压模式控制的 DC-DC变频器基本电路有关电流模式控制图 4.2是电流模式控制的 DC-DC转换器电路实例，由图可知它是在电压反馈端追加设置可使电感电流返回的回路。在电流模式控制的 DC-DC变换器 ，流入电感的电流与流入 PWM比较器可以控制占空比的电流都被当作控制信输入，换句话说除了输出电压之外电感电流也能反馈，是它与电压模式最主要的结构差异。4.2 的电流模式控制的 DC-DC 变换器的电感检测方法有三种，分别是:(一) 平均电流模式控制。(二) 固定 ON/OFF时间控制。西安工业大学毕业设计（论文）18(三).峰值电流模式控制。图 4.2电流模式控制的
39、DC-DC变换器基本电路图 4.3是平均电流模式控制的 DC-DC 变换器电路，由于输入电流与输入电压同相，因此它可以有效改善输入效率。图 4.3 平均电流模式控制的 DC-DC 变换器基本电路峰值(peak)电流模式控制则是电源电路设计经常使用的方式。图 4.2的开关管 Tr1一旦导通的话，电感电流 IL 会大幅增加，如果电感电流 IL与控制信号一致时，开关管 Tr1会将固定周期的时间内关断。此外峰值电流模式控制变换器能获得良好的线形调整特性，因此可去除输入电源的交流谐波成份，去除音频噪声。不论是电流连续模式或是电流非连续模式，都具有相同的动作特性，所以即使负载范围非常宽广，两者仍然具备稳定
40、动作的特征，而且补偿电路也很简单。电感电流 IL值亦即控制电压，是利用输出电压的归返信号控制，I L的检测信号则与控制电压 Vc作比较，被检测的 IL直到与 Vc相同之前，PWM 调节器的输出会持续维持 Tr1为 ON状态，若 IL与 Vc相同时就使 Tr1为 OFF状态。下个周西安工业大学毕业设计（论文）19期则是由时钟脉冲使 RF变低后才开始动作，如此一来 IL的峰值就可利用控制电压获得正确的控制，由此可知电流模式控制特性是由许多要素构成。由上述可知电流模式的优点：(一) 具备良好的线形调整特性(二) 位相补偿非常简单(三) 响应特性不仰赖电流连续与电流非连续动作模式(四) 不需另外设置电
41、流限制电路峰值电流模式的缺点：(一)输出电感峰值电流恒定而非平均电流恒定(二)对输出电感电流扰动的响应(三)电流模式的斜率补偿电流模式控制的转换器必需增加设置各种电路，因此设计上显得比较复杂，不过电流模式控制的优点却大于缺点，尤其是输入电压范围很大的系统例如PC、高频通讯设备，或是要求低输出变动的系统，电流模式控制具备的线形调整特性就可获得充分的发挥。此外利用补偿设定的过渡反应超调、连接时间、稳定性，不论是连续模式或是非连续模式，两者的性能几乎完全相同。相较之下电压模式控制的转换器为维持连续模式，必需设置很大的磁气电路。电流模式控制的另一项优点是它使用结构简单的零极点，加上 IC化的电路使得器
42、件的使用数量大幅减少，同时还可以降低电容器的容量与外形体积，输出电容对 ESR无特别的要求。设计中一级变换器的占空比小于 50%不存在扰动响应和斜率补偿的问题，而二级变换中需要应用斜率补偿，以避免震荡。斜率补偿电路如下图 4.5图 4.5斜率补偿电路图由 R1和 R2确定幅值的正斜坡电压取自定时电容上端并与电流采样电阻加。若选择 R1，R2 使叠加到 Vi电压斜率等于输出电感电流下降斜率的一半，则输出电感电流平均值与开关管脉宽无关。只要 R1，R2 满足下式就能完全补偿西安工业大学毕业设计（论文）20（4.1）212/spiNRmRVtA式中 /.8/0.45tVtCA由于 R1和 R2会从定
43、时电容正端吸收电流而改变频率，所以要选择足够大的（R1+R2）以减小对频率的影响，先选择 R1，然后根据式 4.1选择 R2。电流检测方法功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而取得越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。 在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小损耗也小。 电流检测电路的实现方法主要有两类：电阻检测和电流互感器检测。 如下图 4.
44、6R2R1 Ri1 2348A 主主主+5主主主主图 4.6电阻检测接地当使用图 4.6直接检测开关管的电流时还必须在检测电阻 Ri旁并联一个小RC滤波电路，因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使 PWM电路出错。 在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦，甚至十几瓦；而且很难找到几百毫欧或几十毫欧那么小的电阻。 实际上在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图 4.7所示。西安工业大学毕业设计（论文）21图 4.7电流互感器检测电路电流互感器检测在保持良
45、好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。电流互感器检测最适
46、合应用在对称的电路，如推挽电路、全桥电路中。对于单端电路因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。综上所述，一级变换电流检测采用图 4.6，二级采用图 4.7的电路方法，较简单实用。4.2 控制电路设计4.2.1 buck控制电路设计本设计选用 UC3842作为变换器的控制芯片。对其做一个简单介绍。UC3842是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器
47、。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOSFET的理想器件。其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。UCX842A有 16伏（通）和 10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UCX843A 是专为低压应用设计的，低压锁定门限为 8.5伏（通）和 7.6伏（断）。微调的振荡器放电电流可精确控制占空比西安工业大学毕业设计（论文）22电流模式工作到 500千赫自动前馈补偿锁存脉宽调制，可逐周限流内部微调的参考电压，带欠压锁定大电流图腾柱输出欠压锁定，带滞后低启动和工作电流直接与安森美半导体的 SENSEFET产品接口简
48、化框图如下：图 4.8 UC3842简化框图端 1为 COMP端；端 2为反馈端；端 3为电流测定端；端 4接 Rt、Ct 确定锯齿波频率；端 5接地；端 6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端 7为集成块工作电源电压端，可以工作在 840V；端 8为内部供外用的基准电 5V，带载能力 50mA。各管脚功能说明如下表西安工业大学毕业设计（论文）23图 4.9 UC3842管脚功能表各个管脚用法及接线：图 4.10 误差放大器的补偿电路接法西安工业大学毕业设计（论文）24图 4.11 关断锁定必须选用 MCR101 SCR 以保持在 Tmin时电流小于 0.5mA，所有电阻都是 10K。图 4.
49、12 电流波形尖脉冲的抑制增加 RC滤波器将消除电流波形前沿尖脉冲导致的不稳定。西安工业大学毕业设计（论文）25图 4.13 软启动电路4.2.2 推挽式控制电路设计控制芯片选用 UC3846，其资料如下：UC3846/47电流模式 PWM控制器最早是由美国尤尼创公司(Unitrode C0rporation)推出的，现由美国德州仪器公司生产。UC3846 和 UC3847都是 16引脚 PWM控制器，其主要区别在于：在关断状态下，UC3846 输出低电平，而UC3847则输出高电平。UC3846/47 系列电流模式 PWM控制器分军品、工业品和民品三个等级，相对应的型号分别为 UC1846/47，UC23846/47 和 UC3846/47。下面以美国德州仪器公司生产的 UC3846/47电流模式 PWM控制器为
