1、 第 30 卷 第 30 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.30 No.30 Oct.25, 2010 2010 年 10 月 25 日 Proceedings of the CSEE 2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 93 文章编号： 0258-8013 (2010) 30-0093-06 中图分类号： TM 351 文献标志码： A 学科分类号： 47040 内置式永磁同步电机无位置传感器控制 王高林，杨荣峰，于泳，徐殿国 （哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，黑龙江省 哈尔滨市 150001） Position Sensorless Control for
2、 Interior Permanent Magnet Synchronous Motor WANG Gaolin, YANG Rongfeng, YU Yong, XU Dianguo (School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China) ABSTRACT: A hybrid observer was proposed for position sensorless vector controll
3、ed interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM) to achieve wide speed range operation. The observer combined sliding-mode observer with high frequency voltage signal injection. Sliding-mode observer based on extended electromotive force of IPMSM was designed. Digital filter and software phase
4、 locked loop (PLL) for signal injection were analyzed. Transient control method was proposed to ensure tracking synchronization of the PLL. To resolve starting problem of IPMSM, practical initial position estimation was adopted. High frequency voltage signal was injected to obtain magnet pole positi
5、on. Then voltage pulse vectors were injected to identify magnet polarity. Experimental results demonstrate the feasibility of the control strategy by a position sensorless IPMSM vector controlled system. KEY WORDS: interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM); position sensorless; hybrid obse
6、rver; initial position estimation 摘要： 针对无位置传感器内置式永磁同步电机 (interior permanent magnet synchronous motor， IPMSM)矢量控制系统，通过将滑模观测器和高频电压信号注入法相结合，提出一种可实现在宽调速范围获取准确转子位置信息的混合观测方案。设计基于扩展反电动势模型的滑模观测器，对高频信号注入的滤波器和软件锁相环进行研究，并给出混合观测器的切换控制方法，以保证切换过程锁相环跟踪的同步性。针对无传感器 IPMSM 系统起动困难的问题，研究了一种初始位置估计方法，先注入高频信号检测磁极位置，再注入脉冲电压
7、矢量来判断极性。最后通过 IPMSM 无位置传感器矢量控制系统验证了该控制策略的有效性。 关键词： 内置式永磁同步电机； 无位置传感器； 混合观测器；初始位置估计 0 引言 内置式永磁同步电机 (interior permanent magnet synchronous motor， IPMSM)有功率因数高、功率密度高以及过载能力强等优点，应用领域广泛，其无位置传感器控制技术已成为研究的热点1-3。 永磁同步电机无位置传感器观测技术有适用于低速和中高速 2 种方法。中高速段通过反电动势模型来观测转子位置4-9， 其中基于滑模观测器的方法具有易于实现、 抗扰动能力强以及鲁棒性好等特点7-9。
8、目前，在无位置传感器控制领域研究的滑模观测器大多应用于表贴式永磁同步电机， 文献 9对基于扩展反电动势模型的 IPMSM 滑模观测器进行了研究，并采用李亚普诺夫 (Lyapunov)函数分析了收敛性问题。低速段主要是利用电机非理想特性获取转子位置信息， R. D. Lorenz 提出了通过高频信号注入法来获取转子磁极位置信息的思想10，此后该方法受到了广泛关注，并收获了新的研究成果11-15。 目前，对 IPMSM 无传感器技术的研究主要集中在单类型观测方法，而采用单类型观测方法只能单独改善低速或高速的观测性能，为了实现在宽调速范围准确获取转子位置信息，可以采用混合观测方案16-17。文献 1
9、6为了解决全阶观测器低速不稳定的问题，在低速运行时通过注入高频信号获取转子位置信息对反馈值进行校正，实现了低速段的稳定运行。文献 17通过将高频信号注入与电压和电流模型磁链观测器相结合，对 IPMSM 无位置传感器直接转矩控制系统进行了研究。为了进一步提高混合观测器的鲁棒性，本文通过将滑模观测器和高基金项目 ：中国博士后科学基金资助项目 (20090460891)；中央高校基本科研业务费专项资金资助 (HIT.NSRIF.2009043)； 台达电力电子科教发展基金资助项目 (DREG2010003)。 China Postdoctoral Science Foundation funded
10、project(20090460891); Fundamental Research Funds for the Central Universities(HIT.NSRIF.2009043); Power Electronics Science and EducationDevelopment Program of Delta Environmental & Education Foundation(DREG2010003). 94 中 国 电 机 工 程 学 报 第 30 卷 频信号注入法有机结合，研究一种可在宽调速范围准确获取转子位置信息的混合观测器。针对无位置传感器永磁同步电机起动运行
11、困难的问题14-15, 18，研究一种基于信号注入的实用型初始位置估计方法，实现闭环控制起动运行。最后采用一台 22 kW IPMSM 对无位置传感器控制策略进行实验验证。 1 IPMSM 转子初始位置估计方法 图 1 为本文采用的 IPMSM 转子初始位置角估计方法原理框图。先采用旋转高频电压信号注入法对 IPMSM 转子磁极位置的检测，通过软件锁相环实现对负序高频电流的相位的跟踪，从而获得磁极位置角；然后再注入 2 个正反向脉冲电压矢量来判断所获得的初判位置角磁极的极性。 *ssiicosuU=*ssiisinuU=e1 e1, +*ssmduU=*s0qu =e1ee1 icos(2 )
12、e1 isin(2 )ec磁极位置检测 磁极极性判断 电机驱动控制器 旋转坐标变换 d 轴 电流幅值比较 isd isqis is is is isi isni isi isni 电机驱动控制器 带通滤波器 同步轴系高通滤波器i + + +图 1 转子初始位置估计方法框图 Fig. 1 Scheme of initial rotor position estimation 在静止坐标系下，当电机定子绕组注入旋转高频电压矢量 usi时，高频电压模型可表示为 si s si sDR=+ui (1) 式中： Rs为定子电阻； D 为微分算子； isi、 s分别 为定子电流和磁链矢量，ejsssife
13、=+ Li ，其中 f为转子永磁体产生的磁链，e 为转子永磁体 N 极位置的电角度，sL 为电感矩阵。 当所注入高频信号的频率 i远大于电机额定频率时，定子电阻将远小于高频感抗，高频电压模型 (1)可忽略阻抗压降，则高频电压方程可近似为 si sDu (2) 由于 IPMSM 转子结构具有凸极性，所注入的高频电压信号会激励出含有磁极位置信息的高频电流信号，两相静止坐标系下高频电流可表示为 spi i sni e isisi spi i sni e isin( ) sin(2 )cos( ) cos(2 )I tI tii I tI t=+(3) 式中 Ispi、 Isni分别为高频电流正、负序
14、分量的幅值， sispi 22i()ULILL=，sisni 22i()ULILL=， L 为均值电感， L=(Lq+Ld)/2， L 为差值电感，L=(LqLd)/2， 其中 Ld和 Lq分别为 d 轴和 q 轴电感。 高频电流信号负序分量含有磁极位置信息，通过同步旋转滤波器 (旋转变换角为 i=it)滤除正序分量，可以提取出负序分量 isni和 isni，再根据负序分量构造含有转子磁极位置误差信号 (e)： e s ni e1 i s ni e1 i( ) cos(2 ) sin(2 )it t =+= sni e e sni esin2( ) sin(2 )II (4) 当磁极位置误差较
15、小时， (e)近似与 e成正比，通过软件锁相环跟踪器对 (e)进行调节，可 以得到转子磁极位置的估计值e1 。此时，e1 位置 的磁极可能是 N 极，也可能是 S 极，因此还需要对磁极极性进行判断。 采用注入脉冲电压矢量的方法来判断磁极的极性，脉冲电压注入法是依据定子铁心非线性磁化特性实现的，其原理如图 2。如图 2(a)所示，当定子绕组电流产生的磁场 s与转子永磁体磁场 f的方向一致时，气隙磁场等于上述 2 个磁场之和(g=f +s)， 定子铁心磁饱和程度增强， 磁阻变大，绕组电感将减小。如图 2(b)所示，当 s与 f方向相反时， 2 个磁场相互抵消 (g=f s)，使得气隙合成磁场变弱，
16、定子铁心饱和程度降低，磁阻变小，绕组电感将增大。 NS N S sfsf(b) 磁场方向相反 (a) 磁场方向相同 图 2 磁极极性辨识原理图 Fig. 2 Principle of polarity identification 根据注入高频信号所获得的磁极位置初判值，往定子绕组注入矢量角为e1 和e1 + 两个方向相 反的脉冲电压矢量。通过比较直轴电流的大小可以 判断出磁极极性， 当e1 方向激励的 d 轴电流幅值比e1 + 方向大时， 则e1 为 N 极位置， 校正值ec0 = ；反之，e1 为 S 极位置，校正值ec = 。 第 30 期 王高林等：内置式永磁同步电机无位置传感器控制
17、95 2 IPMSM 转子位置混合观测器 2.1 混合观测器结构 图 3 为 IPMSM 转子位置混合观测器结构框图，中高速段采用基于扩展反电动势模型的滑模观测器来获取转子位置信息，低速段采用旋转高频电压信号注入法来观测转子位置，过渡阶段通过 2 种方法的观测结果以加权方式来确定混合观测器输出值。 + + + + + 1 0 e1 isin(2 )e1 icos(2 )ee1滑模观测器 基于扩展反电动势模型滑模观测器高频信号注入观测器 饱和函数 低通滤波器 位置角计算 误差补偿环节 同步轴系高通滤波器 2 阶带通滤波器 isisis iis inis iis in usf sfisfisfiz
18、 sfe e2se2ce2r2rrp1 rp2 1spiks ks+ie2rp2e2ddtr1图 3 转子位置混合观测器结构框图 Fig. 3 Scheme of rotor position hybrid observer 2.2 滑模观测器设计 两相静止坐标系下， IPMSM 电压方程为 sf sf sfeessf sf sfcos(2) sin(2)Dsin(2) cos(2)ui iRLi = + sf efesf esinDcosiLi + (5) 式中下标“ f”表示基频分量。 由于 IPMSM 电感矩阵的不对称性，使得电压方程中同时含有 e和 2e项，为了便于获取转子位置信息，将
19、式 (5)改写为 esf sf sfssf sf sfeD()()Dddqdq dLLLui iRLL L =+ + eesincos(6) 式 (6)等号右边最后一项定义为扩展反电动势， 可用来观测转子位置， =(LdLq)(eisdfdisdf/dt)+fe。 建立定子电流滑模观测器数学模型： ()sf sf sf=+ iAiBuz(7) 式中：sees/()/()/ /dqddqdd dRL L L LLLL RL= A ；1/ 001/ddLL = B ； z 为滑模控制函数。 为了削弱滑模观测器的抖振现象，采用饱和函数代替传统的开关函数： sfsf sfsf, ,kkk =iz ii
20、i(8) 式中： 为定义的电流误差边界； k 为滑模系数；sfi为定子电流观测误差。 通过一个低通滤波器对 z 进行滤波，得到等效反电动势sfe ，从而可以获得转子位置观测值： 1e2s s f s ftan ( / )ee= (9) 为了减小观测误差，对低通滤波器相位滞后产生的误差进行补偿，补偿值为 1e2c r2 ctan ( / ) = (10) 式中c 为低通滤波器的截止频率。 2.3 高频信号注入观测器设计 高频电流信号处理环节中的数字滤波器设计极为重要，设计不当将会产生附加观测误差，并可能导致负序高频电流信号信噪比降低。通过 2 阶巴特沃斯 (Butterworth)带通滤波器从电
21、流采样值提取高频电流信号，可以有效滤除基波电流分量以及PWM 开关噪声，滤波器通带设定为 900 Hz，1 100 Hz，转折频率处幅值衰减为 3dB，巴特沃斯带通滤波器传函为 2121( ) 0.059 191 1.525 27 0.881 619zHzz z= +(11) 获得高频电流信号后，在同步旋转坐标系下通过一个低截止频率的高通滤波器获取负序高频电流信号， 截止频率设置为 10 Hz， 幅值衰减为 3 dB，则巴特沃斯高通滤波器传函为 111( ) 0.996 86810.993736zHzz=(12) 采用软件锁相环对负序高频电流相位进行跟踪来获取位置观测值，位置观测值与实际值传函
22、为 p sni i sni2psni isni22()22kI s kIHss kI s kI+=+(13) 根据对实际系统动态性能和抗干扰能力的要 求设计 2 阶传函的截止频率0 和阻尼系数 ， 从而可以确定 PI 参数：p0sni/kI= ，2i0 sni/(2 )kI= 。 2.4 混合观测器切换控制策略 混合观测器的输出由滑模观测器和高频信号注入观测器共同决定，中高速段通过滑模观测器得96 中 国 电 机 工 程 学 报 第 30 卷 到位置信息，低速段则由高频信号注入法来获取位置信息，过渡区域由两者的线性组合作为混合观测器的输出，可以表示如下： ee1 e2 (1 ) =+ (14)
23、 式中 为加权因子，rrp1rp2 rrp1 r rp2rp2 rp1rrp21 , , 0 , =，rp1和 rp2分别为切换控制区域转速上下界。 当由高速段过渡到低速段重新注入高频电压信号时，锁相环也将重新开始对磁极位置进行跟踪，但输出的位置角可能是 S 极或 N 极所在位置。传统方法通常需要重新判断磁极的极性，然而在电机运行过程中判断极性实现起来较复杂，所设计的方案中，将到达切换点 rp2时滑模观测器的输出 e2rp2 作为锁相环观测器输出的初始值， 从而保证锁 相环输出能够同步地跟踪转子实际位置。 3 实验结果分析 通过 IPMSM 矢量控制系统对无位置传感器控制策略进行实验研究，系统
24、框图如图 4 所示。电机参数为：额定功率 22kW，额定转矩 210Nm，额定电流 37.2A，额定电压 380V，额定转速1 000 r/min，极对数 3，定子电阻 0.17， d 轴电感5.5mH， q 轴电感 7.2mH。 转速调节器 MTPA控制策略 PI 调节器PI 调节器SV PWM abc dq 低通 滤波器转子位置 /转速 混合观测器 高频电压信号 注入给定环节 IPMdq Sabcudcus i us i *sfu*sfu*sfqu*sfdueisaiscisaf iscf isf isf isqf isdf *sfqi*sfdi*eT*rr+ + + + + + + Sa
25、bcudce图 4 无位置传感器 IPMSM 矢量控制系统 Fig. 4 Vector control system of position sensorless IPMSM 采用 TI 公司的 TMS320F2808 DSP 来实现控制算法，主电路采用 PM100RSE120 功率集成模块，电流传感器采用 HS-PHB60V4B15 霍尔传感器。为了验证观测精度， 通过安装一个海德汉 (Heidenhain)绝对式编码器 (ECN 1113)来检测转子位置，与观测值进行比较。 DSP 系统时钟设为 100MHz； PWM开关频率设为 10kHz；系统采用最大转矩 /电流(maximum to
26、rque per ampere， MTPA)的电流控制策略，电流环设为 100s，转速环设为 1ms。所注入旋转高频电压的幅值为 20V，频率为 1kHz；注入脉冲电压矢量的幅值为 190V，脉宽时间为 900s；rp1=100r/min， rp2=150r/min。 图 5 为实际转子位置角为 45时，注入高频电压信号获取磁极位置角初判值实验波形，估计值为 e1 =50.3。 图 6 为注入矢量角 50.3和 230.3两个电 压脉冲矢量测得的 d 轴电流波形，由于第一个脉冲 激励的 d 轴电流幅值大于第二个， 因此可以判断e1 为 N 极的位置，不需要进行补偿，电角度估计误差为 5.3。采
27、用该估计方法对不同的转子位置进行实验，得到初始位置电角度平均估计误差为 4.6，最大估计误差约为 10，采用该初始位置估计方法能满足无位置传感器 IPMSM 的起动控制要求。 isi /At/s 0.00 0.100.08 0.06 0.04 0.02t/s 0.00 0.100.08 0.06 0.04 0.02t/s (a) 定子电流波形 (b) 位置误差信号 (c) 转子位置估计值 0.01.01.0(e)/A0.01.00.6e1/()50.387.00.00 0.100.08 0.06 0.04 0.02图 5 估计初始位置实验波形 (步骤 1) Fig. 5 Waveforms o
28、f initial position estimation (step 1) 49 2.0 4.0 6.0isd /At/ms 055图 6 估计初始位置实验波形 (步骤 2) Fig. 6 Waveforms of initial position estimation (step 2) 图 7 为给定电机转速为 50r/min 的实验波形，此时由高频信号注入获得的观测值作为闭环控制系统的反馈值。图 7(a)、 (b)为采样电流经过数字带通滤波器后得到的高频电流波形及其快速傅里叶变换分析结果，正序电流频率为 1kHz，负序电流频率为995Hz； 图 7(c)为经过同步旋转轴系高通滤波器后得到
29、的负序高频电流波形；图 7(d)为电机起动过程转子位置波形。由图 7 可以看出，采用所提出的无位置传感器控制策略，电机能够以闭环控制方式实现平稳起动运行。 第 30 期 王高林等：内置式永磁同步电机无位置传感器控制 97 isi(1.0A/格)t(200ms/格 ) (a) 高频电流波形 f(5 Hz/格 ) Isi(0.3A/格)负序电流 正序电流 (b) 高频电流快速傅里叶变换分析 Isin(0.4 A/格 ) Isin(0.4A/格)(c) 负序高频电流李萨育波形 t(400 ms/格 ) e(/格)e(/格)(d) 起动过程转子位置角波形 图 7 电机 50r/min 运行实验波形 F
30、ig. 7 Waveforms at speed command of 50r/min 图 8 为电机升降速过程经过混合观测器切换过渡区的实验结果，图 8(a)为转速由 50r/min 升速到200r/min 的实验波形，图 8(b)为转速由 200r/min降速到 50r/min 时的实验波形。可以看出，在过渡区域混合观测器可以实现平滑切换，电机运行稳定。图 8(c)为转速先由 50r/min 上升到 200r/min，再下降到 50r/min 运行过程中位置和转速观测误差波形，可以看出混合观测器的观测误差较小。 t(400 ms/格 ) e(/格)e(/格)(a) 升速时转子位置角波形 t
31、(400 ms/格 ) e(/格)e(/格)(b) 降速时转子位置角波形 t(2 s/格 ) e_err(10/格)r_err(20(r/min)/格)(c) 位置和转速观测误差波形 图 8 升降速实验波形 Fig. 8 Waveforms at speed increasing and decreasing 图 9为给定转速为 200r/min时电机正反转运行实验结果。从图 9 可以看出，混合观测器的输出能够较好地跟踪实际转子位置和转速变化，无位置传感器控制系统的正反转运行性能较理想。 t(1 s/格 ) e(/格)e(/格)(a) 转子位置角波形 (正转 反转 ) t(4 s/格 ) r
32、(200(r/min)/格)r (200(r/min)/格)(b) 转速波形 (正转 反转 正转 ) 图 9 正反转实验波形 Fig. 9 Waveforms at forward-reverse operation 4 结论 综合上述的理论分析和实验研究，得到以下结论：所提出的转子位置混合观测方案较好地将滑模观测器与高频电压信号注入相结合，满足了无位98 中 国 电 机 工 程 学 报 第 30 卷 置传感器矢量控制 IPMSM 实现宽调速范围运行的需求；所提出的基于信号注入的实用型转子初始位置估计方法能够获得较准确的转子初始位置信息，从而实现无位置传感器 IPMSM 闭环起动运行；实验结果
33、证明了所提出的 IPMSM 无位置传感器控制策略的有效性，实现了无位置传感器 IPMSM 在闭环矢量控制方式下平稳起动运行，并能够在低速和高速运行场合获得较准确的转子位置观测信息。 参考文献 1 Dutta R， Rahman M F Design and analysis of an interior permanent magnet (IPM) machine with very wide constant power operation rangeJ IEEE Transactions on Energy Conversion， 2008， 23(1)：25-33 2 Reigosa D
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