1、基于 IGBT 的 PWM 变流器控制目前在各个领域实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电路或二极管整流电路。晶闸管整流电路的输入电流滞后于电压，其滞后角随着触发延迟角 的增大而增大，位移因数也随之降低。同时，输入电流中谐波分量也相当大，因此功率因数很低。二极管整流电路虽然位移因数接近 1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低。如前所述，PWM 控制技术首先是在直流斩波电路和逆变电路中发展起来的。随着 IGBT 为代表的全空性器件的不断进步，在逆变电路中采用的 PWM控制技术以相当成熟。目前，SPWM 控制技术已在交流调速用变频器和不间断电源中获得了广泛应用。把逆变电路中的 SPW
2、M 控制技术用于整流电路，就形成了 PWM 整流电路。通过对 PWM 整流电路的适当控制，可以使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为 1.这种整流电路也可以成为单位功率因数变流器，或高功率因数整流器。1、IGBT 简介由图 1 看出 IGBT 包含 P+/N-/P/N+四层结构，可以认为IGBT 是由一个 MOSFET 和一个 PNP 三极管组成，由栅极控制的 MOSFET 来驱动 PNP 晶体管；也可以把它看成是由一个VDMOS 和一个 PN 二极管组成。 。以图 1 为例分析 IGBT 的工作模式。在图 1 所示的结构中，栅极 G 与发射极 E 短接且接正电压、集电
3、极接负压时，器件处于反向截止状态。此时 J1、J3结反偏、J2 结正偏，J1、J3 反偏结阻止电流的流通，反向电压主要由 J1 承担。当栅极 G 与发射极 E 短接，集电极 C 相对于栅极加正电压时，J1、J3 结正偏、J2 结反偏，电流仍然不能导通，电压主要由反偏结 J2 承担，此时 IGBT 处于正向截止。PT型 IGBT 由于缓冲层的存在通过牺牲反向阻断特性来获得 图 1较好的正向阻断特性，而 NPT 型 IGBT 则拥有较好的正反向阻断特性。当集电极 C 加正电压，栅极G 与发射极 E 施加电压大于阈值电压 时，IGBT 的 MOS 沟道开启，器件进入正向导通状态。GTR、GTO 是双
4、极型电流驱动器件，由于电导调制效应，气导通能力很强，但开关速度较慢，所需驱动功率打，驱动电路复杂。而电力 MOSFET 是单极性电压驱动器件，开关速度快，输入阻抗高，热稳定性好，所需驱动功率下且电路简单。IGBT 综合了 GTR 和 MOSFET 的良好特性。因此成为中、大功率电力设备的主导器件，并在继续努力提高电压和电流容量。2、PWM 整流器原理1、PWM 控制原理由于期望的逆变器输出是一个正弦电压波形，可以把一个正弦半波分作 N 等分。然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由 N 个等幅不等宽的矩
5、形脉冲所组成的波形为正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。这一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出 SPWM 波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与形状相似的一系列脉冲波形，这是很容易推断出来的。从理论上讲，这一系列脉冲波形的宽度可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是引用通信技术中的“调制”这一概念，以所期望的波形(在这里是正弦波) 作为调制波(ModulationWave )，而受它调制的信号
6、称为载波(Carrier Wave )。在 SPWM 中常用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在交点的时刻控制开关器件的通断，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是 SPWM 所需要的结果。2、PWM 逆变器原理从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种 AC/DC 变换装置。整流器的发展经历了由不控整流器（二极管整流） 、 相控整流器（晶闸管整流）到整流器（门极关断功率开关管）的发展历程。传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在以下问题：1)晶闸管换相引起网侧电压波形畸变
7、。2)网侧谐波电流对电网产生谐波“污染” 。3)深控时网侧功率因数降低。4)闭环控制时动态响应相对较慢。而 PWM 整流器可以取得以下优良性能：1)网侧电流为正弦波。2)网侧功率因数控制（如单位功率因数控制） 。3)电能双向传输。4）较快的动态控制响应。显然 ，PWM 整流器已不是一般传统意义上的 AC/DC 变换器。由于电能的双向传输，当 PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当 PWM 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指：当 PWM 整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相（正阻特性） ；当 PWM 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电
8、压、电流反相（负阻特性） 。 进一步研究表明，由于 PWM 整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。综上可见，PWM 整流器实际上是一个其交、直流侧可控的 PWM 整流器模型电路象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述 PWM 整流器的基本原理。如图 2.1L i Idc+e v vdc EL图 2.1当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 i v = idc vdc式中 v、i模型电路交流侧电压、电流；vdc、idc 模型电路直流侧电压、电流。稳态条件下，PWM 整流器交流侧矢量关系如图 2.2 所示。为简化
9、分析，对于 PWM 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略 PWM 谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图 2.2 分析：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量 V 即可实现 PWM 整流器的四象限运行。若假设I 不变，因此VLLI 也固定不变，在这种情况下， PWM 整流器交流电压矢量端点运动轨迹构成了一个以VL为半径的圆。当电压矢量 V 端点位于圆轨迹 A 点时，电流矢量 I 比电动势矢量 E 滞后 90，此时 PWM 整流器网侧呈现纯电感特性，如图 2.2a 所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹B 点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且同向，此时 PWM 整流器网侧呈现正电阻
10、特性，如图 2.2b所示；当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 C 点时，电流矢量 I 比电动势矢量 E 超前 90，此时 PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如图 2.2c 所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹 D 点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且反向，此时 PWM 整流器网侧呈现负阻特性，如图 2.2d 所示。以上，ABCD 四点是 PWM 整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得 PWM 整流器四象限运行规律如下：I VD D D I DV E E E VL E VLC A C A C V A C A VLI V IB B B Ba b c da 正阻性负载 b纯感性负载
11、c纯容性负载 d负阻性负载E 交流电源电动势 VL 交流侧电感电压 V 交流侧电压 I 交流侧电流(1)电压矢量端点在圆轨迹 AB 上运动时，PWM 整流器运行于整流状态。此时， PWM 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流控制；而在 A 点运行时，PWM 整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。(2)当电压矢量端点在圆轨迹 BC 上运动时，PWM 整流器运行于整流状态。此时，PWM 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输
12、至直流负载。当 PWM 整流器运行至 C 点时，PWM 整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。(3)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 CD 上运动时，PWM 整流器运行于有源逆变状态。此时 PWM 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。当 PWM 整流器运行至D 点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。(4)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 DA 上运动时，PWM 整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。显然，要实现 PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制
13、。一方面，可以通过控制 PWM 整流器交流侧电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制 PWM 整流器的网侧电流。3、PWM 整流器分类随着 PWM 整流器技术的发展，已设计出多种整流器，并可分类如下：电压型按直流储能形式分类电流型单相电路按电网相数分类 三相电路多相电路按 PWM 开关调制分类 硬开关调制PWM 整流器 软开关调制按桥路结构分类 半桥电路全桥电路按调制电平分类 二电平电路三电平电路多电平电路尽管分类方法多种多样，但最基本的分类方法就是将 PWM 整流器分类成电压型和电流型两大类，这主要是因为电压型、电流型 PWM 整流器，无论是在主电路结构、PW
14、M 信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。其他分类方法就主电路拓扑结构而言，均可归类于电流型或电压型 PWM 整流器之列。a.电压型 PWM 整流器拓扑结构电压型 PWM 整流器最显著拓扑特征就是直 流侧采用电容进行直流储能，从而使 VSR 直流侧呈低阻抗的电压 源特性。以下介绍几种常见的拓扑结构。 单相半桥电路单相全桥电路三相桥式 PWM 整流电路以单相 VSRPWM 为例进行分析如前所述，要实现 VSR 的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。而网侧电流控制，可以通过控制 VSR 交流侧基波电压的幅值、相位来实现。对于单相 VSR 而言，其交流侧基波电压控制有两种 PWM 的调制方式，即双极性调制和单极性调制。以下将根据这两种 PWM 的调制方式，分别分析单相 VSRPWM 过程。双极性调制及波形分析开关模式针对图所示的单相全桥 VSR 主电路拓扑结构，当采用双极性调制时，其 VSR 交流侧电压将在Vdc 与-Vdc 间切换，以实现交流侧电压的 PWM 控制。因此双极型调制时，单相 VSPWM 过程只存在两种开关模式，并可以用双极性二值逻辑开关函数 P 进行描述，即1 V1(VD1)、V4(VD4)导通P= -1 V2(VD2)、V3(VD3)导通
