1、201 5年2月 电工技术学报 v0130 No3第30卷第3期TRANSACTIONS OF CHINA ELEcTROTECHNIcAL SOCIETY Feb 20 l 5高电压宽范围输入低电压输出的DCDC辅助电源设计胡亮灯 孙 驰 赵治华 艾 胜(海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室 武汉430033)摘要 高电压宽范围输入的DCDC辅助电源技术是中高压、大容量电力电子变流系统的关键辅助技术。基于双管反激电路，本文设计了一个高电压宽范围3002 500V输入，低电压24V输出的DCDC辅助电源样机，并给出了电源详细的设计方案。相比传统辅助电源，设计的辅助电源启动支路在电源工
2、作后可自动断开，实现了电源输入电压范围更宽目标；电源主电路由变压器隔离，控制、反馈电路由辅助绕组供电，确保了电源输入输出高电压隔离；开关管驱动电路采用带耦合电感的脉冲变压器，满足了驱动信号高压隔离和同步驱动要求。此外，计算电源效率的结果表明，双管反激辅助电源更适合高电压输入场合。最后，进行了相关实验，结果验证了所设计的高电压宽范围输入的DCDC辅助电源方案可行性和正确性。关键词：DCDC 辅助电源 双管反激 高压直流取电 宽范围中图分类号：TM46Design of WideRange High Voltage Input Low Voltage OutputDC-DC Auxiliary P
3、ower SupplyHu Liangdeng Sun Chi Zhao Zhihua A i Sheng(National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System TechnologyNaval University of Engineering Wuhan 430033 China)Abstract The use of high-voltage and wide-range DC-DC auxiliary power supply for themedium-high voltage and large-capacity pow
4、er electronic converter system is a key auxiliary techniqueBased on the doubletransistor flyback circuit，the paper presents 31“1 auxiliary power supply prototypewith a highvoltage，wide-range 300V2 500V input and a lowvoltage 24V output，and offers adetailed design scheme for the auxiliary power suppl
5、yCompared with the conventional auxiliarypower supply，the designed auxiliary power supply startup branch can switch off automatically whenauxiliary power works，achieving the purpose of a wider-range power inputTo sarisfy the demand ofthe isolation of highvoltage power supply input and lowvoltage out
6、put，the feedback circuit voltage isto be obtained from auxiliary windingThe drive scheme for auxiliary power supply refers to theadoption of the transformer gate drive with coupling inductance balance kernel，thereby satisfying thetwotube driver signals highvoltage isolation and improving the synchro
7、nism of drive signalsMoreover，the result of calculating the efficiency of the auxiliary power supply indicates that theauxiliary power supply is more suitable for high-voltage inputFinally,the related experiments done onthe auxiliary power supply verify that scheme designed for the auxiliary power s
8、upply with highvoltageinput and low-voltage output is practicable and correctKeywords-DCDC，auxiliary power supply，doubletransistor flyback，high voltage DC fedelectricity，wide range国家自然科学基金资助项目(51177170)。收稿日期201212-31 改稿日期201 3-0820万方数据104 电工技术学报 2015年2月1 引言辅助电源(APS)是任何能量变换装置的心脏，几乎所有的电力电子变流系统(包括变频器，斩
9、波器、UPS，有源滤波器等)要求为其二次回路提供辅助电源。中高压、大容量电力电子变流系统二次回路采用柜体内直流母线电压作为辅助电源的输入，可以简化变流系统柜体内外二次回路连接线，降低二次回路防电磁干扰要求及线路本身绝缘问题，甚至可以取消柜体内UPS等，高压直流母线作为辅助电源输入示意图如图1所示。高压直流母线幽1 高Jj!直流以电小总J剖Fig1 High voltage DC bus led electricity图1中辅助电源输入为直流母线电压，而辅助电源输出直接作为变流系统二次回路(控制及驱动电路)电源，也即高压直流取电原理。从图中也可看出，变流系统高压直流取电工程实现的核心是辅助电源。
10、为确保变流系统安全、可靠运行，要求当变流系统直流母线电压比较低时，系统二次回路就能正常工作，即要求辅助电源能在尽可能宽的电压输入范围内工作。也正是由于辅助电源在母线电压低时仍可工作，故变流系统无需防系统二次回路掉电的UPS。对于高电压、大容量电力电子变流系统，直流母线取电技术实现要求辅助电源输入电压更高、范围更宽。为实现变流系统模块化、标准化，变流系统每个功率单元配相应辅助电源，因此，辅助电源能从功率单元本身的直流母线取电，无需跨接功率单元的高压电缆，简化了系统外部线路连接，也降低了二次回路被其他功率单元电磁干扰的可能性。对于高电压、宽范围输入的辅助电源，目前国内外研究较少。文献【16对这种辅
11、助电源进行了相关的研究。文献1提到了一般辅助电源输入为2001 200V，输出为3348V，额定功率小于100W。文献2提出了基于二极管中点钳位(NPC)的辅助电源电路，该方案实现了低压开关管应用到高电压场合目标，但其驱动控制较复杂。文献3基于单管反激拓扑，设计了一种直流电压输入为1 0502 500V，输出直流电压24V的辅助电源，但由于增加了RCD吸收电路，导致了辅助电源的效率较低，且其电源输入范围难以满足高电压、大容量变流系统对辅助电源要求。文献4在快速电容多电平变换器基础上提出了非隔离和隔离型两种拓扑结构的跨接电容辅助电源电路，其中隔离性拓扑输出稳压性相对较差，两种电路均存在驱动复杂、
12、电压输入范围较窄问题。文献【5，6】基于双管反激拓扑，设计了一种光伏逆变器用120850V输入，多路输出辅助电源。总之，上述文献所研究的辅助电源电压输入范围主要集中在1 000V以下，对更高电压、更宽电压输入范围的辅助电源研究很少。因此，对高电压宽范围输入的DCDC辅助电源的研究很有必要。反激和正激DCDC变换器输入输出电气隔离，具有安全、可靠性高等优势，现广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中【_卜阳J。相比正激变换器，反激DCDC变换器结构简单、成本低廉1 01，其电压范围广，适合各种不同电压等级场合12-15】。单管反激变换器主开关关断电压应力较大，难以用于输入电压较高的场合，而双管反激变
13、换器的主开关电压应力仅为输入电压，并且漏感能量可回馈到输入侧，无需增加任何吸收电路，因而整机效率也比较高，其非常适用于较高输入电压和性能要求的场合【16-1 8，故本文研究的高压输入辅助电源选用双管反激式拓扑结构，相比单管反激电路，双管反激驱动电路存在高压隔离问题。图2为二次回路采用直流母线取电方式的20MW十五相推进变频器的图2 20MW十五相变频器电路拓扑结构Fig2 Topology of the 20MW fifteen-phase PWM driver万方数据第30卷第3期 胡亮灯等 高电压宽范围输入低电压输出的DCDC辅助电源设计 105电路拓扑结构，根据系统要求，该辅助电源输入电
14、压范围为DC3002 500V，输出电压DC24V。从图可看出该变频器在电路结构、空间布局及控制功能上存在较明显的分布特征，因此采用分布式高压直流取电辅助电源供电方法将使整个变流装置从模块到子系统都具有真正可插拔的标准化和模块化特征，从而极大地提高系统的可靠性。本文正是基于此，采用双管反激拓扑，对电压输入范围为3002 500V、电压输出为24V辅助电源进行了研究。文中给出了辅助电源主电路及控制电路详细的电路设计方案，并将设计的辅助电源方案与传统辅助电源方案进行了对比分析，包括宽输入电压实现、输入输出高压隔离的实现和驱动电路上下管高压隔离及同步驱动实现等，并对双管反激电源效率进行了计算。文中最
15、后在几种典型输入电压及负载情况下对设计的双管反激辅助电源进行了实验。2辅助电源设计本文所设计的辅助电源采用双管反激式拓扑结构，其电压输入为3002 500V直流，电压输出为24V直流，额定功率为50W，开关频率为50kHz，主电路如图3所示。为研制高功率密度的辅助电源，对电源主要功率器件体积、功耗等有严格的要求。设计的辅助电源开关管(图3中SW。SW，)选用IXYS公司型号为IXTFlN400(耐压4 000V，导通电流1A)的MOS管，该开关管尺寸仅1元硬币般大小；整流二极管VD。选用VMI公司4 000v22A快恢复二极管，型号为K50UF；钳位二极管VD，和VD2选用HVCA公司4000
16、V1A快恢复二极管，型号为HVRW4。图3 辅助电源主电路Fig3 Main circuit of APS下面对辅助电源主电路和控制电路分别进行说明。21主电路设计辅助电源主电路主要由启动电路、输入电路、输出电路、反馈电路和高频变压器等五部分组成，如图3所示。其各部分的工作原理及功能如下。211启动电路启动电路如图3中A区域所示。图中RT、尺sT分别为开关管的栅极、漏极限流电阻，VD7、VD8为稳压二极管，其稳压值相同，C0为启动储能电容，图中c为电容co电压，也为芯片UC3844电源电压。辅助电源启动原理如下：直流输入电压。finl通过电阻RT为MOS管SW3栅极供电，当SW3栅源极电压大于
17、其开通阈值电压时，开关管SW3开通；当SW3开通后，Vdc(in)通过电阻RsT(RsTRT)、SW3给储能电容C0充电。当电容C。电压c大于芯片启动电压时，芯片开始输出PWM脉冲，实现开关管SW，和SW2驱动控制，与此同时，电源辅助绕组开始建立电压，并为电容C。充电：当电容Co电压接近稳压管VD。稳压值时(即SW3栅一源电压小于其开通阈值电压)，开关管SW，关闭。因此，电源启动建压正常工作时，RsT支路将自动断开。对于低电压小范围输入辅助电源，一般不设置电阻尺，启动支路，以降低成本，但对于宽范围高电压输入白激辅助电源，由于输入电压较低时需保证电源正常启动工作，电阻R。T不能设置太大，但当输入
18、电压较高时，小阻值的RsT损耗将很大，因此电源工作时需将启动支路R。T自动切除，以降低电源启动损耗。此外，辅助电源为降低损耗，一般仅通过R。，支路无法为芯片UC3844提供正常工作所需电流，故设置了电源自激启动后由辅助绕组为芯片供电电路。212输入电路辅助电源输入电路如图3中B区域所示。图中VDl和VD2为钳位二极管，SWl和SW2为MOS管，C8、C9和clo为输入滤波电容，月sENsE为电流检测电阻。213 输出电路辅助电源输出电路如图3中C区域所示。图中VD3、VD4为超快整流二极管，月1和Cl构成VD3、VD。反向恢复尖峰吸收回路，e2C，为输出滤波电容，三l为平波电感，R2为假负载，
19、RL为负载电阻，输出部分采用7c形滤波电路。214反馈电路反馈电路如图3中D区域所示。电阻R，用来减小绕组尖峰电压。VD，为高效整流二极管。为使万方数据106 电工技术学报 2015年2月反馈电压c更平稳，采取两级滤波，其中R3、VD，、C6和C7为第一级滤波，主要用于减少辅助绕组产生的尖峰电压。VD6、C】1、C11和C12为第二级滤波，主要用于减少辅助电源启动时间。215 高频变压器高频变压器如图3中T，所示。为实现电源输入输出高压隔离，输入绕组、辅助绕组均采用10kV的高压线进行绕制。为减少绕组问漏感，输出绕组和辅助绕组采用两线并绕方式绕制，其中辅助绕组作为反馈电路的一部分，为降低此变压
20、器的制作难度，辅助绕组和输出绕组采用相同匝数。变压器绕组示意图如图4所示。!咔一5ram 5mm卜!。一图4 高频变压器绕组形式Fig4 High frequency transformer winding layout22控制电路设计辅助电源控制电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。内环为控制芯片UC3844电流环，电压外环采用反馈电路取样电压与UC3844内部基准电压进行比较产生误差电压，产生的误差电压与一次电流检测电阻电压进行比较，进而调节UC3844输出脉冲宽度，即构成电压环。辅助电源控制电路主要由PWM产生电路、取样电路、误差补偿电路、软启动电路、振
21、荡电路、电流检测滤波电路和变压器门极驱动电路共七部分组成，如图5所示。其各部分的工作原理及功能如下。221 PWM产生电路PWM产生电路如图5中I区域所示。图5中UC3844是固定频率电流模式控制器，芯片PWM输出为上下三级管构成的图腾结构。二极管VD，：作用：当芯片UC3844输出低时，为驱动变压器一次绕组提供续流回路，也可给控制芯片下三极管关断时提供续流回路；二极管VDll作用：当芯片UC3844输出高时，为控制芯片上三极管关断时提供续流回路，也可防止UC3844输出电压过高损坏芯片。R4 R5 C14 2 - c R12 VDl415咋B Vcr1 null nullnullVDllT
22、r惘VDll吾焉 VDl61f二_r_二I C。pc KuIR1 CIl 爿R旅R睁jlVDl2 L,WI)V,o GNrI哂i。 RTC ，s。 ，| =C1卜 ZZZk-C1-JRC1 尺l图 辅助电源控制电Fig Contro circui o AP22 取样电取样电路如图5中E区域所示。图中尺。、尺为电压c取样电阻，其输入作为UC3844引脚咋反馈输入，构成电压闭环，实现保持c电压稳目的。需注意尺。、尺。阻值，R。、尺。阻值太大，将致输出电压调节比较缓慢，而R4、R6阻值太小c流过该支路电流过大，导致辅助电源在设计电压范围内无法启动。电阻R5、C13作用为消除电压尖峰引起反馈电压不稳定
23、223误差补偿电误差补偿电路如图5中F区域所示。误差补电路由电阻R，、电容c，。组成，该补偿电路可提电流控制模式下辅助电源的稳定性224软启动电软启动电路如图5中G|又：域所示。软启动电由二极管VD9、VDlo、电阻R8和电容c 5组成22 振荡电振荡电路如图5中H区域所示。通过设置RC16大小可实现所需开关频率，芯片UC3844输PWM频率为振荡频率的一半。电容C 3日的为防振荡频率抖动22 电流检测滤波电电流检测滤波电路如图5所示J区域。R，C。作用为消除电流波形前沿尖脉冲引起的不稳性。月，和C，滤波时问常数太长，将导致空载情下进入脉冲跳跃模式；滤波时问常数太短，有部万方数据第30卷第3期
24、 胡亮灯等 高电压宽范围输入低电压输出的DCDC辅助电源设计 107尖峰可能进入电流比较器导致产生不稳定脉宽。227变压器门极驱动电路变压器门极驱动电路如图5所示K区域。由于电源开关管SW。为浮地，不能直接驱动，文中设计了简单、易实现的变压器门极驱动器，满足了电源高频高压驱动要求。UC3844驱动能力达1A，故其输出直接与变压器门极驱动器相连来驱动辅助电源上、下开关管。3 传统和改进的辅助电源电路对比分析31 辅助电源高电压宽范围输入的实现传统的辅助电源输入范围相对较窄，传统辅助电源启动电路如图6a所示，其输入为直流母线，输出为电压比c，c主要用于辅助电源控制芯片启动供电。为了实现电源在低电压
25、输入时快速启动工作，电阻RsT应该设置较小，此时Rs，损耗较小。但在高母线电压输入时R。，损耗较大，因此无法应用于更宽、更高电压场合。直流母线 直流母线景(a)传统电路 (b)所采用电路图6 APS启动电路Fig6 Start-up circuit of APS考虑到传统辅助电源启动电路应用于高电压场合存在不足，设计的辅助电源启动电路如图6b所示，其工作原理详见第21节启动电路部分。通过设置电阻RT和RsT不同的值(RsT为kQ级，尺T为MQ级)，可以实现辅助电源高电压宽范围应用场合。小阻值尺sT实现低电压输入电源快速启动，电源启动后，大阻值尺T支路自动关闭小阻值RsT支路，启动电路损耗为R，
26、支路损耗，相比传统启动电路损耗小，该电源启动方案可应用到高电压输入场合，同时为研制高功率密度的辅助电源提供了借鉴。32 辅助电源输入输出高压隔离的实现传统辅助电源主要通过光耦芯片实现输入输出隔离，传统辅助电源反馈电路如图7a所示。图中变压器Tl二次绕组分别为输出绕组(上)和辅助绕组(下)，辅助绕组电压c是变压器一次侧控制芯片电源，输出绕组电压。通过光耦芯片PC817实现了输出电压反馈和输入输出有效隔离。但对于高达几千伏输入的辅助电源，现有的光耦芯片无法满足其输入输出隔离要求。此外，对于输出电压比较高的辅助电源，该反馈方式还存在不稳定性因素。因为当输出电压一旦大于参考电压时，反馈电路光耦输入侧电
27、流将急剧变化，则光耦输出侧电压快速变化，导致控制芯片输出驱动脉冲不稳，从而影响了电源稳定性。直流母线 Tl(a)传统电路(b)所采用电路图7 APS反馈电路Fig7 Feedback circuit of APS为实现辅助电源输入输出高压隔离和辅助电源其输出电压在不同输入电压、不同负载时输出电压稳定目的，设计的辅助电源其反馈电路采用辅助绕组电压反馈方法实现，设计的辅助电源反馈电路如图7b所示。图中辅助绕组电压c既是控制芯片电源，又是控制芯片反馈输入，该方式有效地利用了高频变压器T。来实现输入输出高压隔离。为保证辅助电源在不同输入电压及不同负载情况下输出电压稳定，需尽可能提高输出绕组和辅助绕组两
28、绕组的耦合程度，采用输出绕组和辅助绕组两线并绕方式。此外，考虑到变压器制作难度，输出绕组和辅助绕组取相同匝数。设计变压器时，注意控制变压器漏感，以降低开关管关断尖峰。33一次电流检测电路由于传统辅助电源所采用开关管所能通过电流裕度比较大，变压器一次电流检测电路没有考虑RC滤波延时、控制芯片输入输出延时、驱动延时等。设计的辅助电源所采用的高频高压MOS管电流裕度比较小，为实现开关管的有效保护，必须考虑电路中各种延时，进而给出了MOS管关断最大峰值电流厶。计算公式为嗵啦可荸q上急半一齑h募啦疆万方数据108 电工技术学报 2015年2月Ipmax-鼍导+i1 式中，。为辅助电源最大输入电压；tde
29、l。，为变压器一次侧检测电阻检测到电压到开关管动作完成时间；三。为变压器一次电感。34辅助电源驱动的改进及实现341 驱动变压器匝数比的改进及分析传统双管反激辅助电源驱动一般采用简单、易实现三绕组驱动变压器，绕组匝数比一般为1：l：1，通过变压器实现上、下管驱动信号高压隔离。传统辅助电源驱动电路如图8a所示，图中驱动变压器一次绕组输入为PWM脉冲，二次侧分别输出两路隔离的脉冲，分别为脉冲PWMl和脉冲PWM2。为防止驱动变压器饱和，在变压器一次侧设置隔直电容，隔直电容可为开关管关断提供负压，确保开关管可靠关断。PWM，M2 艟蝴(a)他统巳路 (b)泶1rf电路图8 APS驱动电路Fig8 D
30、river circuit of APS根据开关管占空比D及输入脉冲电压幅值c，可计算驱动变压器输出脉冲幅值以为圪=(1D)Zcc (2)辅助电源所采用芯片、UC3844最小工作电压c约为11V。当驱动变压器绕组比为1：1：1时，开关管以芯片输出最大占空比D。工作时，开关管魄约为6V，此时开关管不能充分导通，导致其发热、损耗大。当将驱动变压器电压比调整到1：135：135时，可将K升至约8V，此时辅助电源所采用开关管MOSFET已饱和导通(MOS管栅源电压810V饱和导通)。当开关管以最小占空比工作时，同时考虑到设计的辅助电源电压c为24V，则此时约为24V，超过了开关管栅一源电压最大值，故在
31、开关管栅一源极并10V稳压管来钳位其最大电压。此外，选择合适的稳压管还可防止驱动脉冲顶端电压跌落过大。342 驱动变压器驱动性能改进及验证由于控制电路信号、驱动电路延迟和传输线路延迟上的差异及所驱动开关管本身差异，双管反激辅助电源上、下开关管驱动信号往往存在不同程度的不同步现象，驱动变压器二次侧输出及两开关管驱动脉冲上升沿实验波形如图9所示，图中PWM，和PWM：分别为上管和下管驱动波形上升沿。对比PWM】和PWM2波形知，米勒平台后，驱动波形出现差异，时小时大，驱动脉冲差异可能造成上、下管驱动速度不能完全同步，甚至导致上、下管电压不均。t(200ns格)图9 彳i带耦合电感驱动脉冲上升过程F
32、ig9 Pulse rise process(without coupling inductance)为此，在驱动变压器二次侧采用KS等人提出的门极信号耦合电感，以确保驱动信号同步，其驱动电路示意图如图8b所示，耦合电感为图中小虚框所示部分。耦合电感三。计算公式为三。AT2 7(Ugs+-1Ugs_) (3)4 Ci。(。l一。2)式中，丁为两驱动信号时间差，呸。+、。一分别为开通电压，关断电压，。1、。z为通过耦合电感后两个驱动电压，Ci。为开关管门极输入电容。不加耦合电感驱动脉冲上升沿如图9所示，添加耦合电感驱动脉冲上升沿如图10所示，对比可知，带耦合电感的驱动变压器其驱动信号同步性明显要
33、好。t(200ns格)图10 带耦合电感驱动脉冲上升过程Fig1 0 Pulse rise process(with coupling inductance)4 双管反激辅助电源损耗和效率计算为进一步考核设计的辅助电源正确性，文中对万方数据第30卷第3期 胡亮灯等 高电压宽范围输入低电压输出的DCDC辅助电源设计型断续模式下辅助电源损耗及效率进行计算。41 辅助电源损耗计算辅助电源损耗(Pk。)主要包括启动电路损耗、输入二极管损耗、钳位二极管损耗、输出整流二极管损耗、开关管SWl、SW2损耗、变压器T。损耗、控制芯片UC3844及输出驱动损耗、假负载R2损耗等，Pl。可用式(4)进行计算。兄s
34、s 2昧T+晶o+品1，D2+岛3，D4+乓w1，SW2+PTl+，G+斥2 (4)式中，PRT为启动电路损耗；PDo为输入二极管VDo损耗；尸D1D2为钳位二极管VDl、VD2损耗；PD3D4为输出整流二极管VD3、VD4损耗；Pswl，sw2为MOS管SWl、SW2损耗：PTl变压器T1损耗；PuG为芯片UC3844及输出驱动损耗；PR2为输出假负载R2损耗，损耗相关计算方法及公式如下。4，11启动电路损耗启动电路损耗包括电源启动时损耗及电源工作时损耗。(1)启动损耗。电源最小启动电压为cmin=300V，此时MOS管SW3导通，启动损耗尸RTRsT为MOS管SW，栅极支路与漏极支路损耗之
35、和。f警+导一o36 w (2)工作损耗。辅助电源正常工作时，UC3844电压c=24V，MOS管SW3关闭。此时启动电路工作损耗只有MOS管SW3栅极支路，则启动电路工作损耗为T，2尸RT=竿=lo。c(j。)2(6)412输入二极管VDo损耗输入二极管损耗包括正向压降损耗和正向导通损耗两部分。PvFD0_VvDOD02025W (9)(2)输入二极管VDo正向导通损耗。输入二极管正向导通电阻RD。=4Q，导通电流有效值为，D0(ms)=Iswlsw2(ms)=，PDmin3 (10)则二极管VD。正向导通损耗为昧。：，。)：兰簪i。(1 1)(3)输入二极管VDo总损耗岛o=PDo+碌Do
36、=025+2544PouT(i。)(12)413钳位二极管VDl、VD2损耗钳位二极管VD，、VD2损耗由正向压降损耗和正向导通电阻损耗两部分构成。(1)钳位二极管正向压降损耗。假设钳位二极管导通占空比VDl,2：O1，输出电流IouT=ZouTRL=24RL，n=534，则二极管平均电流 皿=而IouTDI,2z鼍 ，VDl、VD2正向压降咋D1=VF_D2=3V，N-极管VDl、VD2正向压降损耗：RF D1D2=2咋D1，D1D2=12RL (14)(2)钳位二极管正向导通电阻损耗。假设钳位二极管正向电阻RDl=RD2=3Q，其流过的有效值电流，D1，D2(ms)=lp4D1，2=027
37、5A (15)二极管VDl、VD2正向导通电阻损耗欠D|，D2=2xRD1D2ID27=0454W (16)(3)钳位二极管VDl、VD2总损耗、。_?，篓令二麓芋VD。正向压降损耗。辅助电 昂1，D2=PvFlD2+如lD2=o454+12吼(17)源最小占空比D。为 一 。_Dmi。22弓uTk瓜wc(i。)“254昂uTc(。)(7)式中，焉uT为输出功率，三。=647mH，天w=50kHz。峰值电流Ip=087A，则二极管平均导通电流南o=lpD。i。=0。063A (8)二极管VDo(型号K50UF)在如o=0063A时，正向压降珞Do=4V，则二极管VDo正向压降损耗414输出整流
38、二极管VD3、VD4损耗(1)二极管VD3、VD4正向压降功耗。整流二极管平均正向电流b3lD4=，OUT=24RL，正向压降炸_D3D4=IV，则二极管VD3、VD4正向压降功耗PvvD3，D42 W一1)3，D4 ID3，D4224RL (1 8)(2)二极管VD3、VD4正向电阻功耗。二极管VD3、VD4有效值电流万方数据l 10 电工技术学报 2015年2月1D3，D4(rnls)=nlpx(1-Dmax)3=48A(19)二极管VD3、VD4正向导通电阻RD3ID4=01f2，则VD”VD4正向电阻功耗如3，D4=RD3，D4后3，D4(ms)=23 W (20)(3)二极管VD3、
39、VD4总损耗昂3，D4=PVF_D3，D4+PR D3，D4=24RL+23(21)415 MOS管SWl、SW2损耗(1)MOS管SWl、SW2开通损耗Bw_on=五wCo02=25107(i。)2 (22)式中，输出电容Co-20pF，Vco=O5Vd。(i。、。(2)MOS管SWl、SW2导通损耗。MOS管SWl、SW2导通电阻RDs=60f2，则导通损耗e。nd：2s1。2w1，sw2(nn。)：76i9_PX-fi一薪OUT (23)7 de(in)(4)变压器T，损耗碍1 2eT,p+片1。+最L。117+32T。(i。)(30)417芯片UC3844及输出驱动损耗MOS管驱动方式
40、为：芯片UC3844+变压器隔离驱动。芯片UC3844最大功耗Puc3844=125W：容性负载下，UC3844每周输出能量最大为59J，则fsw=50kHz时，芯片最大输出驱动功率PGDT=59x50k=025W，则总的功耗为PuG=PUc3844十PGDT=15W。418输出假负载尺2损耗输出电压为gouT=24V，假负载为R2=2kf2，则输出假负载损耗为PR2=VouT2R2=029W42辅助电源效率计算辅助电源效率计算公式为Dr： ：Q型!100 (31)晶uT+饩ss式中，PouT为辅助电源输出功率。代入41节相关计算结果，则式(31)可用式(32)表示。(3)MOS管SWl、SW
41、2关断损耗Psw off=fSwCOVde(in)2=10-6 gdc(in)2 (24) 玎2瓦i百丽了丽了POU瓦T x万100面赢了再丽(4)MOS管SWl、SW2总损耗esw,，SW2=Psw_on+Pc。nd 4“eswoff“25n)2+誓769Px际om，416变压器Tl损耗(1)一次绕组电阻导通损耗。一次绕组电阻RTIp=05Q，则一次绕组电阻导通损耗赢。=誓，(2)二次绕组电阻导通损耗。二次绕组电阻RTl。=O05Q，则二次绕组电阻导通损耗辟1。=砩l。碚l，D2(nnS)=115 W (27)(3)励磁电感损耗。励磁电感电流有效值Lm(。、=昂13=050A (28)Grb
42、ovi c High-voltage auxiliary power supply using series-connected mosfets and floating selfdrivingtechnique 2009(5)2.Torresan H D;Holmes D G Auxiliary power supplies for high voltage converter systems 20043.刘计龙,杨旭,赵春朋,安昱 用于高压电力电子装置的辅助电源的设计期刊论文-电源学报 2012(1)4.Torresan H D;Holmes D G A high voltage conv
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47、lyback PWM DC-DC converter in continuous-conduction mode2011(8)17.Dakshina Murthy Bellur;Marian K Kazimierczuk Two-switch flyback PWM DC-DC converter in discontinuous-conductionmode 2011(8)18.孙驰 20MW/十五相新型感应推进变频调速装置研制 2010引用本文格式：胡亮灯.孙驰.赵治华.艾胜.Hu Liangdeng.Sun Chi.Zhao Zhihua.Ai Sheng 高电压宽范围输入低电压输出的DC-DC辅助电源设计期刊论文-电工技术学报 2015(3)
