1、第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理13第 2 章 有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和 36。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的 LCD 箝位技术以及 RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷 37-39。(1)第三复位绕组技术 采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压
2、器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。(2)RCD 箝位技术 采用 RCD 箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。(3) LCD 箝位技术 采用无损的 LCD 箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对
3、称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于 0.5，使得变压器的原副边燕山大学工学硕士学位论文14匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换
4、器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3Co o s 3D 4Co o s 4C o RN 1 : N 2D 1D 2C rCc图 2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuitLrLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3Co o s 3D 4Co o s 4C oRN 1 : N 2D 1CrCc图 2-2 高边有源箝位电路Fig. 2-2 High-Si
5、de active clamp circuit第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理15图 2-1 和图 2-2 是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别 40。本设计采用的是如图 2-1 所示的低边箝位电路。在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。(1)箝位电路的构成 如图 2-1 所示的有源箝位电路由一个 P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。如图 2-2 所示的有源箝位电路由一个 N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝
6、位电路。这两种电路之所以选用的功率 MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。对于相同的电压和相同的模片区域，P 沟道功率 MOSFET 比 N 沟道功率 MOSFET 的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：(2-1)inc1VD由式(2-1)可知， 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式cV一样，因而图 2-1 所示的电路又称为升压式箝位电路。同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：(2-2)inc1VD由式
7、(2-2)可知， 的表达式和反激(Flyback) 变换器的输出电压表达式cV一样，因而图 2-2 所示的电路又称为反激式箝位电路。(3)栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管 VT2 要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来燕山大学工学硕士学位论文16实现。而低边箝位电路的箝位开关管为 P 型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成
8、本也较高。关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的 P 沟道功率 MOSFET，因而在选取器件时已经没有了很大的限制。2.2 有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图 2-1 所示。在图 2-1 所示电路中， 为主功率开关管，箝位电容1VT和箝位开关管 串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管 两cC2VT 1VT端。 为励磁电感， 为变压器漏感和外加电感之和。 为主功
9、率管 、mLrLrC箝位开关管 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。变压器的副边2由 、 构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换34器的效率。 为输出滤波电感， 为输出滤波电容。ooC为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的。(2)箝位电容 远大于谐振电容 。cr(3)输出滤波电感 足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个oL恒流源，同理，输出滤波电容 足够大，则其上的输出电压不变，为一个oC恒压源。(4)谐振电感 远小于励磁电感 。r m(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为 。12n=N:(6)为了使主管能完全实现 ZVS 开通
10、，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能。第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理17有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图 2-3 所示。VG S ( V T 1 )- VG S ( V T 2 )t0t1t3t2VC rVC cVpiL miL riV T 1iC ciV T 3iV T 4t4t5t6t7t8t9t1 0Vi nVi n1t 2t图 2-3 有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms of active clamp forward converter燕山大学工学硕士学位论文18图 2-1 所示电路在一个开关周期中可分为 10 个工作模式，其
11、工作过程如下：(1)工作模式 1( ) 在 时刻，同步整流管的体二极管 、0t10t3D换流结束，同步整流管 导通，输入能量通过变压器和整流管 传4D3VTVT送到输出负载。因为此前 的寄生二极管 处于导通状态，因此整流管3D实现了零电压开通。在该工作阶段内，谐振电感 和变压器原边励磁3VT rL电感 上的电流在输入电压 作用下线性增长，这一时间段的等效电路mLin拓扑如图 2-4 所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-4 工作模式 1Fig. 2-4 State 1( )0t在这段时间内有：
12、(2-3)mr minL00ro oinL 0mrV+L+itittI Iiitn在 时刻，主功率开关管 上的驱动信号消失， 关断，该工作1t1T1VT阶段结束。这个时间段的长度由变换器的占空比决定。(2)工作模式 2( ) 在 时刻，主功率开关管 关断，在谐振1t1t1电容 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而 实现rC 1了零电压关断。因为变压器副边电压 依然成立，所以副边同步mgsth/nV第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理19整流管 仍然导通，输出电流通过整流管 。在该工作阶段内，谐振3VT3VT电容 、谐振电感 和励磁电感 一起处于谐振状态，这一时间段等效rCrL
13、m电路拓扑如图 2-5 所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-5 工作模式 2Fig. 2-5 State 2( )1t在这一时间段内有：(2-4)inLrr1111crin Lr 1cossinVittttZuVt式中：为谐振电路的特征阻抗mr1+CZ为谐振电路的角频率1rL*因为谐振电容 很小，谐振电路的特征阻抗 很大，所以谐振电容r 1Z两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：r(2-5)in inLrr11Lr11mrrcrr111+CVVitittittZutittt在该阶段内变压器
14、原边绕组上的电压逐渐减小：燕山大学工学硕士学位论文20(2-6)Lr2mincrintVttVC当 时刻，变压器两端的电压下降到 0V，即： ，该2t mcrin0Vu，工作过程结束。(3)工作模式 3( ) 在 时刻，副边同步整流管的寄生二极管2t32t和 开始进行换流，变压器原副边的电压都为 0V，则此时变压器原边3D4激磁电流 保持不变。在该工作阶段内，谐振电容 和谐振电感Lm2it rC一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图 2-6 所示，那么在这r一时间段内有：(2-7)Lrr22cinLr 2cosinitttuVZt式中：为谐振电路的特征阻抗r2CZ为谐振电路的角频率2r1
15、L*L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-6 工作模式 3Fig. 2-6 State 3( )2t到 时刻，谐振电容 上的电压谐振到 ，该谐振阶段结3trCcr0ut束。Comment A1: 脚标错误，应为 3第 2章 有源箝位正激变化器的工作原理21从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管 和 。3D4(4)工作模式 4 ( ) 在 时刻，箝位开关管 的寄生二极管3tt2VT导通，该工作阶段内，激磁电流 保持不变， 和谐振2DLm2it
16、crC+电感 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流 是正向的，在rLLi这个阶段可以给箝位管 以导通信号，从而使 实现零电压开通。这2VT一时间段等效电路拓扑如图 2-7所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-7 工作模式 4Fig. 2-7 State 1( )3t在这一时间段内有：(2-8)in0Lrr3333cinL in3ossi coCVvtt tZuVtt式中：为谐振电路的特征阻抗r4cC+Z为谐振电路的谐振角频率rr1*当 时刻，谐振电感上的电流为： ，此时 上的电流降4t
17、 Lrm3it3D为 0，而 上的电流则上升为负载电流，体二极管 、 换流完成，该D4燕山大学工学硕士学位论文22谐振阶段结束。从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的 MOS 管通道，因而造成了导通损耗的增加。(5)工作模式 5( ) 当 时刻，副边同步整流管的体二极管 、4t4t3D换流结束，变压器原边电压升高，变压器的副边电压也随之升高。当副4D边电压大于同步整流管 的门极驱动电压时， 导通。因为此前是它4VT4VT的寄生二极管 导通，因而整流管 实现了零电压开通。在该阶段内，3 4箝位电容 和谐振
18、电容 与激磁电感 和漏电感 一起处于谐振状态，cCrmLr这一时间段等效电路拓扑如图 2-8 所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-8 工作模式 5Fig. 2-8 State 5( )4t在这一时间段内有：(2-9)inC4Lrr44 4crinLr4in4cossi cosVvtittt tZuVZttVt式中：为谐振电路的特征阻抗，rm4c+CZ为谐振电路的谐振角频率。4rcr1L*当 时刻，谐振电感上的电流谐振到 0，即： ，箝位电容上的5t Lr0i第 2 章 有源箝位正激变化器的工
19、作原理23电压达到最大值，该谐振过程结束。(6)工作模式 6( ) 当 时刻，谐振电感上的电流谐振到 0，在5t5t该工作阶段，箝位电容和谐振电容 和激磁电感和漏电感 一crC+rmL+起处于谐振状态。电容 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出cr电流继续流过具有低导电阻的整流管 。这一时间段等效电路拓扑如图4VT2-9 所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-9 工作模式 6Fig. 2-9 State 6( )5t在这一时间段内有：(2-10)inC5Lr 5crin5in5scoVvtit
20、 tZutt式中：谐振电路的特征阻抗rm5c+CZ为谐振电路的谐振角频率5rcr1L*当 时刻，箝位开关管 的驱动脉冲消失， 关断，该谐振工6t2VT2VT作阶段结束。(7)工作模式 7( ) 在 时刻，箝位开关管 上的驱动脉冲消6t6t2失，由于其结电容的存在， 漏源两端的电压是缓慢上升，因此箝位开2燕山大学工学硕士学位论文24关管 实现了零电压关断。由于副边耦合电压 仍然成立，因2VT mgsth/nV此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管 。在该阶段内，4T变压器原边励磁电感 、谐振电感 和谐振电容 一起处于谐振状态，mLrrC继续对变压器进行磁复位，谐振电容 将其存储的能量反馈
21、回输入端。这一时间段等效电路拓扑如图 2-10 所示：L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-10 工作模式 7Fig. 2-10 State 7( )6t在这一时间段内有：(2-11)inC6Lrr66 6crinLr6in6cossi cosVvtittt tZuVZttVt式中：谐振电路的特征阻抗rm4c+CZ为谐振电路的谐振角频率4rc1L*在 时刻， ，该工作过程结束。7tmcrin0,VttV(8)工作模式 8( ) 在 时刻，谐振电容两端的电压谐振到输入787电压，即： ，副边同步整流管
22、的体二极管 和 开始crin,tt 3D4进行换流，变压器原副边的电压都为 0V。在该阶段内，谐振电感 和谐rL振电容 一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入端，这一时间段rC等效电路拓扑如图 2-11 所示，在这一时间段内有：第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理25(2-12)Lrr77cL7icosininitttuVZt式中：为谐振电路的特征阻抗r2CZ为谐振电路的角频率。2r1L*L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-11 工作模式 8Fig. 2-11 State 8( )7t当
23、时刻， 上的电压谐振到 0V，即： ，该谐振过程结束。8trCcr0u从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管 和 。3D4(9)工作模式 9( ) 在 时刻， ，原边电流经过主功率8t8tcr0ut开关管 的体二极管 ，因为同步整流管的体二极管 、 仍在换流，1VT1D34变压器原副边的电压都被箝位在 0V，所以 ，即：谐振电感上的LrintV电压等于 。这一时间段等效电路拓扑如图 2-12 所示。in在这一时间段内有：燕山大学工学硕士学位论文26(2-13)inLr9Lr9rVittit在 时刻，给主功率管 以导通信号， 导通
24、，该工作阶段结9t1T1T束，因为此前是它的寄生二极管 导通，所以主管 实现了零电压开通。DVL rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-12 工作模式 9Fig. 2-12 State 9( )8t从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的 MOS 管通道，因而造成了导通损耗损耗的增加。(10) 工作模式 10( ) 在 时刻，主功率管 导通，在这一阶9t109t1VT段，同步整流管的体二极管 、 继续换流，
25、将变压器的原边电压箝位3D4为 0V，因此 ，即谐振电感上的电压等于 。这一时间段等效电LrinutVin路拓扑如图 2-13 所示，那么在这一时间段内有：(2-14)inLr9Lr9rittit直到 时刻，副边寄生二极管 、 换流结束，该谐振阶段结束。10t3D4第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理27L rLmV i nV T 1V T 2V T 3V T 4L oD 3D 4C oRD 1D 2C rCcN 1 : N 2图 2-13 工作模式 10Fig. 2-13 State 10( )9t10从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该工作阶段，输出电流经过的是具有相对
26、高导通电阻的寄生二极管 、 ，导通损耗3D4较大。2.3 主功率开关管实现 ZVS 开通的条件分析通过上节对变换器工作过程的分析，可知：箝位开关管 能够通过2VT它的寄生体二极管实现 ZVS 开通，而主功率管 必须通过对电路进行合1理设计才能实现 ZVS 开通。以下将分析主功率开关管 实现 ZVS 开通的条件。(1)寄生元件的设定 主功率开关管能否实现 ZVS 开通，关键取决于在它导通之前的工作阶段，即上节介绍的工作模式 8，在该工作阶段的初始时刻，即 时刻， ，副边同步整流管的体二极管 和7tmcrin0,Vt 3D进行换流，变压器原副边的电压都为 0V，在该阶段，谐振电感 和谐4D rL振
27、电容 一起处于谐振状态，谐振电容 将其存储的能量反馈回输入端。rCrC为了实现主功率开关管 ZVS 开通，主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至 0V，则需要满足条件：谐振电感 存储的能量必须r大于谐振电容 存储的能量，即：r(2-15)m22r rLMAXinMAX11CIV燕山大学工学硕士学位论文28式中： 为励磁电流的最大值； 为输入电压的最大值。mLMAXI inMAXV(2)死区时间的设定 为了使主功率开关管 和箝位开关管 顺利1T2VT实现谐振，必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。VG S ( V T 2)0VG StVG S ( V T 1)t图 2-14 死区
28、时间的设定Fig. 2-14 The design of dead time如图 2-14 所示， 是主功率管 、箝位开关管 驱动脉冲之间的1t1VT2VT死区时间。为了使主功率管 实现 ZVS 开通， 应该取足够大。在实t际工程设计中， 最好设计在谐振周期的 1/4 左右。因为这样不仅能保证t谐振电容 上的的电压谐振到零，而且能保证在谐振电感 上的电流反向rC rL的时候开通主功率管 ，从而确保主管 实现 ZVS 开通。1T1T(2-16)r2LC4t2.4 基于 Pspice 的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论分析的正确性，采用 Pspice 仿真软件，对有源箝位正
29、激变换器进行了仿真。仿真结果如图2-15 到 2-22 所示。第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理291 9 2 . 0 u s 1 9 4 . 0 u s 1 9 6 . 0 u s 1 9 8 . 0 u s 2 0 0 . 0 u s 2 0 2 . 0 u s1 9 1 . 3 u s- 1 0 . 0 V0 V1 0 . 0 V- 1 5 . 6 V1 5 . 9 VVG S ( V T 1 )VG S ( V T 2 )1t2t图 2-15 主开关管和箝位开关管的驱动信号Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp sw
30、itch3 0 4 . 0 0 u s 3 0 6 . 0 0 u s 3 0 8 . 0 0 u s 3 1 0 . 0 0 u s 3 1 2 . 0 0 u s 3 1 4 . 0 0 u s3 0 3 . 1 6 u s 3 1 5 . 2 3 u s- 2 0 0 V0 V2 0 0 V0 V1 0 V2 0 VZ V S Z V SVG S ( V T 1 )VD S ( V T 1 )图 2-16 主开关管驱动 GS 及 DS 波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch3 0 4 . 0 0 u s 3 0 6 . 0 0
31、 u s 3 0 8 . 0 0 u s 3 1 0 . 0 0 u s 3 1 2 . 0 0 u s 3 1 4 . 0 0 u s3 0 3 . 1 6 u s 3 1 5 . 2 3 u s- 2 0 0 V0 V2 0 0 V- 2 0 V- 1 0 V0 VZ V SZ V SVG S ( V T 1 )VD S ( V T 1 )图 2-17 箝位开关管驱动 GS 及 DS 波形燕山大学工学硕士学位论文30Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch如图 2-15 所示：通道一为主功率管 的驱动脉冲，通道二为箝位开1VT关管
32、的驱动脉冲。从图中可以看出，这两路驱动脉冲之间有一段死区2VT时间，在这段时间内，变换器原边的寄生参数能够顺利谐振，从而保证主功率管 和箝位开关管 实现零电压开通和关断。12VT如图 2-16 所示：通道一为主功率管 的 GS 波形，通道二为主功率1管 的 DS 波形。从图中可以看出，在主功率管 的驱动脉冲到来之前，1T 1VTDS 两端的电压已经降为零，因而主功率管 实现了零电压开通；在 GS1两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而主功率管实现开关管零电压关断。1V如图 2-17 所示：通道一为箝位开关管 的 GS 两端波形，通道二为2T箝位开关管的 DS 两端波形。从图中
33、可以看出，在其 GS 两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而箝位开关管 实现开关管零电2V压关断；在箝位开关管 的驱动脉冲到来之前，其 DS 两端的电压已经2VT降为零，因而箝位开关管 实现了零电压开通。如图 2-18 所示为箝位电容两端的电压波形，因为它不可能是无穷大，因而在工作过程中存在一定的脉动。如图 2-19 所示为变压器原副边的电压波形，由于副边二极管存在换流过程，所以副边绕组电压被箝位在 0V如图 2-20 所示为副边整流管的电流波形，在死区时间内，存在换流。2 4 8 . 0 0 u s 2 5 0 . 0 0 u s 2 5 2 . 0 0 u s 2 5 4
34、 . 0 0 u s 2 5 6 . 0 0 u s 2 5 8 . 0 0 u s 2 6 0 . 0 0 u s 2 6 2 . 0 0 u s 2 6 4 . 0 0 u s2 4 6 . 0 3 u s1 2 0 V1 3 0 V1 4 0 V1 1 0 VVC c图 2-18 箝位电容两端的电压波形Fig. 2-18 The voltage waveform of clamp capacitance第 2 章 有源箝位正激变化器的工作原理312 2 4 . 0 0 u s 2 2 6 . 0 0 u s 2 2 8 . 0 0 u s 2 3 0 . 0 0 u s 2 3 2 .
35、0 0 u s 2 3 4 . 0 0 u s 2 3 6 . 0 0 u s 2 3 8 . 0 0 u s2 2 2 . 8 4 u s- 1 0 0 V- 5 0 V- 0 V5 0 VVPVS图 2-19 变压器原、副边电压波形Fig. 2-19 The primary and secondary voltage waveforms of the transformer3 0 4 . 0 0 u s 3 0 6 . 0 0 u s 3 0 8 . 0 0 u s 3 1 0 . 0 0 u s 3 1 2 . 0 0 u s 3 1 4 . 0 0 u s3 0 3 . 1 6 u s
36、 3 1 5 . 2 3 u s- 2 0 A0 A2 0 A4 0 AiV T 3iV T 4图 2-20 整流管的电流波形Fig. 2-20 The current waveforms of rectifiers0 s 5 0 u s 1 0 0 u s 1 5 0 u s 2 0 0 u s 2 5 0 u s 3 0 0 u s 3 5 0 u s 4 0 0 u s 4 5 0 u s 5 0 0 u s0 V1 . 0 V2 . 0 V3 . 0 V4 . 0 V图 2-21 输出电压波形Fig. 2-21 The output voltage waveform燕山大学工学硕士学位
37、论文322 8 4 . 0 0 u s 2 8 6 . 0 0 u s 2 8 8 . 0 0 u s 2 9 0 . 0 0 u s 2 9 2 . 0 0 u s 2 9 4 . 0 0 u s 2 9 6 . 0 0 u s 2 9 8 . 0 0 u s2 8 2 . 0 3 u s2 5 . 0 0 A3 0 . 0 0 A2 3 . 0 3 A3 4 . 9 7 AiL图 2-22 输出滤波电感上的电流波形Fig. 2-22 The output voltage waveform of inductance如图 2-21 所示为变换器的输出电压波形，从图中可以看出当变换器达到稳态时
38、，输出电压稳定在 3.3V，且电压纹波很小。如图 2-22 所示为输出滤波电感上的电流波形，从图中可以看出电流波动为 4A，有效的满足的电路的要求。从上面的仿真结果和分析可以看出，前面对有源箝位正激变换器所做的理论分析与仿真波形基本一致，因而说明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。2.5 本章小结本章主要介绍了有源箝位正激变换器的工作原理。首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比，选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的工作过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现 ZVS 开通的条件进行了的分析，并且通过 Pspice 仿真软件对该变换器进行开环仿真，仿真结果表明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。
