1、传统的音频功率放大器有 a 类、ab 类、b 类、 c 类等几种，其功率放大器件（电子管、晶体管、场效应管、集成电路等）均工作于线性放大区域，属线性放大器，其效率普遍不高，通常 ab 类放大器的效率不会超过 60%。采用 d 类开关放大电路可明显提高功放的效率。d 类功放将音频信号转变为宽度随信号幅度变化的高频脉冲，控制功率管以相应的频率饱和导通或截止，功率管输出的信号经低通滤波器驱动扬声器发声。因功率管大部分时间处于饱和导通和截止状态，功率损耗很小，其效率可达 90%以上。典型的 d 类功放可提供200w 输出，效率达 94%，谐波失真在 1%2.8%。d 类功放保真度不如线性放大器，但在很
2、多场合已能满足要求，例如汽车音响系统只要求低功率输出时失真小于 2%，满功率输出时小于 5%，而且经过改进 d 类功放的性能还将有所提高。另外，d 类功放不存在交越失真。d 类开关放大器的概念源于 50 年前，但因其工作频率至少应为音频信号上限频率（20khz）的 45 倍，早期采用电子管、晶体管的电路在功率、效率等方面还不能充分体现其优越性。20 世纪 80年代出现了开关速度和导通损耗满足要求的 mosfet，近年来又出现了集成前置驱动电路，如 harris 公司的 hip4080，从而推动了 d 类功放的实用发展。d 类功放所用的 mosfet 为 n 沟道型，因为 n 型沟道 mosfe
3、t 的导通损耗仅为相应规格的 p 沟道 mosfet 的 1/3。d 类开关放大器由积分器、占空比调制器、开关驱动电路及输出滤波器组成，图 1(a)所示的电路为采用半桥驱动的 d 类功放，它采用了固定频率的占空比调制器，功率管输出的方波信号与音频信号混合作为负反馈信号送入积分器。积分器兼有滤波作用，输出修正信号送占空比调制器，占空比调制器由比较器和三角波发生器组成图 1(b)，用修正信号对三角波进行调制产生调制输出，推动功率管工作。负反馈应取自低通滤波器之前，否则因滤波后的信号与输入的信号有相位差（二阶滤波器可能引起 180的相位差） ，可能引起电路自激，需采用复杂的相位补偿电路。驱动功率管的
4、调制信号为占空比随音频输入信号变化的方波，半桥驱动电路以相反的相位驱动两个功率管，一个导通时另一个截止。采用方波驱动是为了使 mosfet 尽可能地改变工作状态，减少其处于线性放大区的时间，从而减少热损耗，提高效率。该电路的效率主要取决于功率管的开关损耗和导通损耗。输出滤波器将方波转变为放大的音频信号，推动扬声器发声。图 2 为全桥驱动 d 类功放的原理简图。全桥驱动电路中负载上的电压峰峰值两倍于电源电压，因而可用单电源代替半桥驱动电路中的双电源供电。全桥驱动与半桥驱动电路工作原理相似，但采用了四个 mosfet。反馈网络中的滤波电路也有所不同，该电路中负载采用浮动接法，需要两个低通滤波器来消
5、除载波。四个功率管两两成对工作，为防止短路，驱动电路在关断一对功率管后过一段时间才开启另一对功率管。全桥中的功率管只需承受半桥中一半的电压，其导通损耗比半桥电路要小，这是因为 mosfet 导通时的漏源电阻 rds(on)与漏源电压 bvdss 不成线性关系，串联的两个mosfet 总的 rds(on)比 bvdss 增加一倍时单管的 rds(on)小。图 全桥驱动d 类功放电路简图功率管的选择需要考虑以下几点：峰值工作电压、工作电流、开关速度、开关损耗、导通损耗。峰值工作电压和电流决定了 mosfet 的规格，开关损耗、导通损耗及输出滤波损耗决定了输出级的效率。计算公式如下例如，要在 8 负
6、载上获得 100w 输出，vp 为 40v，ip 为 5a，考虑到工作电压应留 25%的裕量，相应的 mosfet 规格为 50v/5a。选择内部包含一个具有较短反向恢复时间的二极管的 mosfet 可减小开关损耗，目前较快的反向恢复时间约 100ns。较低的工作频率、较小的栅源电容及较高驱动能力的驱动电路都有助于减小开关损耗。工作频率过低会使输出滤波器的设计变得困难，过高又会导致开关损耗增加并产生射频干扰及电磁干扰，因此选择工作频率时需要综合考虑。解决了开关损耗问题之后，d 类开关放大器的效率主要取决于功率管的导通损耗，换言之，选用 rds(on)较小的 mosfet 可提高放大器的效率。例
7、如，mosfet 的 rds(on)为 200m，放大器效率比理想状态下降 5%，公式如下=2xrds(on)/zl=0.4/8=0.05 式中因子 2对应于全桥驱动电路。同样，当 rds(on)为 80m 时，效率损失只有 2%，也就是说效率取决于器件的制造工艺。图 3 所示为图 2 中反馈网络的电路，功率管输出信号经 ic1c 处理成为反馈信号，其幅值约为输出信号的 1/11。音频输入信号经缓冲放大器 ic1b 放大，与反馈信号一同送至积分器 ic1a，经处理产生修正信号送图 3 中驱动ic 的比较器反相输入端，从而产生调制输出。图 3 中还有另一路反馈取自电流采样电阻，驱动 ic 据此对
8、 mosfet 作过流保护。图 全桥驱动 d 类功放反馈网络电路该放大器的输出采用了两个巴特沃斯滤波器为负载提供音频驱动电流，巴特沃斯滤波器保证了全频段内的平滑频响，可使放大器具有良好的动态响应。图 4 中四结巴特沃斯滤波器的截止频率为 30khz，对 250khz 载波的衰减为74db，增加阶数或降低截止频率可更有效地消除载波。巴特沃斯滤波器工作时要求负载为恒定值，而扬声器在高频下将处于失控状态，因此扬声器两端并联了 rc 滤波网络补偿，以保证高频时电路的稳定。图 截止频率为 30khz 的四阶巴特沃斯滤波器该放大器驱动 4 负载输出 100w时，信号频率 8khz 以下的失真（ thd+n
9、）不到 1%，如图 5(a)所示，信号频率超过 8khz 时，放大器的非线性度增大，thd+n 也随之增加，在 12khz 处达到最大 (2.8%)，超过 12khz，输出滤波器开始发挥作用，thd+n 也随之下降。在通常工作的小功率情况下，失真状况有所改善，输出 10w 时全频带范围内的 thd+n 小于 1.2%，如图 5(b)所示。图 带四阶滤波器 d 类功放失真曲线失真特性通过滤波器及反馈网络的选择加以修改，以适应不同场合的要求。反馈网络选用高素质的运放、修改补偿电路、提高三角波的线性度这几项措施均有助于降低失真和残余噪声。在实际应用中，输出滤波器与扬声器的阻抗相匹配可降低放大器的闭环
10、频响，改善放大器的失真特性。在音响领域里人们一直坚守着 A 类功放的阵地。认为 A 类功放声音最为清新透明，具有很高的保真度。但是，A 类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽疾。B 类功放虽然效率提高很多，但实际效率仅为 50%左右，在小型便携式音响设备如汽车功放、笔记本电脑音频系统和专业超大功率功放场合，仍感效率偏低不能令人满意。所以，效率极高的 D类功放 ，因其符合绿色革命的潮流正受着各方面的重视。由于集成电路技术的发展，原来用分立元件制作的很复杂的调制电路，现在无论在技术上还是在价格上均已不成问题。而且近年来数字音响技术的发展，人们发现 D类功放 与数字音响有很多相通之处，进一步显
11、示出 D类功放 的发展优势。D类功放 是放大元件处于开关工作状态的一种放大模式。无信号输入时放大器处于截止状态，不耗电。工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通。理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。这种耗电只与管子的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合。在理想情况下， D类功放 的效率为 100%，B 类功放的效率为78.5%，A 类功放的效率才 50%或 25%（按负载方式而定）。D类功放 实际上只具有开关功能，早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关控制电路中。然而，开关
12、功能（也就是产生数字信号的功能）随着数字音频技术研究的不断深入，用与 Hi-Fi 音频放大的道路却日益畅通。20 世纪 60 年代，设计人员开始研究 D类功放 用于音频的放大技术，70 年代 Bose 公司就开始生产 D 类汽车功放。一方面汽车用蓄电池供电需要更高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功放，两者都希望有 D 类这样高效的放大器来放大音频信号。其中关键的一步就是对音频信号的调制。图 1 是 D类功放 的基本结构，可分为三个部分：图 D类功放 基本结构第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏置后放在运放的正输入端，另通过自激振
13、荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零、直流偏置三角波峰值的 1/2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为1：1 的方波。当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于 1：1；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于1：1。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为 PWM（Pulse Width Modulation 脉宽调制）或
14、 PDM（Pulse Duration Modulation 脉冲持续时间调制）波形。音频信息被调制到脉冲波形中。分页第二部分就是 D类功放 ，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的 PWM 信号变成高电压、大电流的大功率PWM 信号。能够输出的最大功率有负载、电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。第三部分需把大功率 PWM 波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只需要用一个低通滤波器。但由于此时电流很大，RC 结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用 LC 低通滤波器。当占空比大于 1：1 的脉冲到来时，C 的充电时间大于放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输
15、出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来，见图 2。图 模拟 D类功放 工作 原理D类功放 设计考虑的角度与 AB 类功放完全不同。此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的开关响应和饱和压降。由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好。另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。所以，饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上限制了 D类功放 的发展。现在小电流控制大电流的MOSFET 已普遍运用于工业领域，特别是近年来 UHC MOSFET已在 H
16、i-Fi 功放上应用，器件的障碍已经消除。调制电路也是 D类功放 的一个特殊环节。要把 20KHz 以下的音频调制成 PWM 信号，三角波的频率至少要达到 200KHz。频率过低达到同样要求的 THD 标准，对无源 LC 低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，THD 小，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件中的高频损耗、谢频的取肤效应都会使整机效率下降。更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于 1MHz。同时，三角波形的形状、频率的准确性和时钟
17、信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。还有一个与音质有很大关系的因数就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。该低通滤波器工作在大电流下，负载就是音箱。严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以 D类功放 与音箱的搭配中更有发烧友驰骋的天地。实际证明，当失真要求在 0.5%以下时，用二阶 Butterworth 最平坦响应低通滤波器就能达到要求。如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。近年来，一般应用的 D类功放 已有集成电路芯片，用户只需按要求设计低通滤波器即可。
