1、IGBT并联技术的介绍 Winson Wei （魏炜） Winson Wei （魏炜） 瑞士CT-Concept Technologie Ltd. 深圳代表处 Support.Chinaigbt- 中文技术支持热线：400-0755-669关于均流问题的讨论 静态均流 动态均流 IGBT 均 流 二极管均 流 IGBT静态均流 二极管静态均 流 IGBT动态均流 二极管动态均 流 主要依赖V cesat 的 正温度特性及其 致性 主要依赖V F 的一 致性 需要克服的因素 较多，本文详细 阐述 是一个被动的因 素，完全依赖于 IGBT 的开关行为 一致性 阐述 IGBT 的开关行为 的同步性
2、page1 中文技术支持热线：400-0755-669影响静态均流的因素 1 并联的IGBT 的直流母线侧连接点 1. 并联的IGBT 的直流母线侧连接点 的电阻分量，因此需要尽量对称； 2. IGBT 芯片的V cesat 和 二极管芯片 片的 cesat 和极 管片 的V F 的差异，因此尽量采取同一 批次的产品； 3 IGBT 模块所处的温度差异 设计 3. IGBT 模块所处的温度差异，设计 机械结构及风道时需要考虑； 4. IGBT 模块所处的磁场的差异； 模块所处的 场的 异； 5. 门极电压Vge 的差异； page2 中文技术支持热线：400-0755-669影响动态均流的因素
3、 1. IGBT 模块的开通门槛电压V GEth 的 差异，V GEth 越高，IGBT 的开通时 刻越晚，不同模块会有差异； 2 每个并联的IGBT 模块的直流母线 2. 每个并联的IGBT 模块的直流母线 杂散电感L 的差异； 3 门极电压Vge 的差异 ； 3. 门极电压Vge 的差异 ； 4. 门极回路中的杂散电感量的差异； 5. IGBT 模块所处的温度的差异； 6. IGBT 模块所处的磁场的差异； page3 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 芯片温度对均流的影响 IGBT 芯片的温度对于动态均流性能和静态均流性能影响很大： 1. 由于IGBT 的V cesat
4、 的正温度系数特性，使温度高的芯片的V cesat 更 高，会分得较少的电流，因此形成了一个负反馈，使静态均流 趋于收敛； 趋于收敛； 2. 根据我们的经验，我们发现，芯片温度变高后，动态均流的性 能也会变好；例如在测试动态均流时，我们会使用双脉冲测试 方法，但这时芯片是处于冷态的，当把机器跑起来后，动态均 方法，但这时芯片是处于冷态的，当把机器跑起来后，动态均 流会改善； page4 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 芯片所处的磁场对均流的影响 IGBT 模块附近如果有强磁场 则模块的均流会受到影响 IGBT 模块附近如果有强磁场，则模块的均流会受到影响。 1. 如果两个I
5、GBT 模块并联且并列安装，如果交流排的输出电缆在 摆放时靠近其中某一个IGBT 模块而远离另外一个，则均流性能 就会出问题； 2. 以上现象的原因是某个大电流在导线上流动时会产生磁场，对 磁场内的其他导通的电流产生“ 挤出” 或“ 吸引” 的效应 磁场内的其他导通的电流产生 挤出 或 吸引 的效应 ； 因此，在结构设计时，需要注意交流排出线的走线形式，以免发 生磁场的干涉现象。 page5 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 并联方法的分类 IGBT 并联可以分为“ 硬并联” 及“ 桥臂并联”2 大类。 1. “ 硬并联” 指的是IGBT 的发射极和集电极直接连接在一起，如左
6、下图 所示； 所示； 2. “ 桥臂并联” 指的是，IGBT 桥臂的交流输出端通过均流电抗( 感量有一 定数值) 连接在一起，如右下图所示； 3. 这 两种分类方法本质上是以模块交流端子到汇流端的电感量进行分 两种分类方法本质 是以模块交流端子到汇流端的电感量进行分 类的； 下面首先介绍桥臂并联。 硬并联 桥臂并联 page6 中文技术支持热线：400-0755-669 硬并联 桥臂并IGBT 桥臂并联 桥臂并联是一种风险比较低的并联技术； 硬件电路的特征： 1. 两个桥臂的输出首先接到一个均流电抗，然后再将电流汇在一起； 2. 并联的两个IGBT 不能共用IGBT 驱动器，必须使用各自独立的
7、IGBT 驱动器 驱动器； 3. 驱动器的输入PWM 信号必须足够同步的； page7 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 桥臂并联拓扑中的换流回路分析 在IGBT 桥臂并联的电路拓扑中，两个桥臂有各自独立的换流回路，这两 个桥臂是不会存在交换电流的情况； 具体地说： 具体地说： 1. 如果在D1 续流时开通Q2 ，则D1 发生反向恢复，且反向恢复电流全部 流进Q2 ，不会跑到Q4 去，如下图红线所示； 2. 如果Q2 在导通电流，则关断Q2 时，电流全部被D1 所续流，不会跑 2. 如果Q2 在导通电流，则关断Q2 时，电流全部被D1 所续流，不会跑 到D3 去； 原因就是在
8、两个桥臂之间，存在着L1 和L2 这两个电抗，这样两个桥臂之 间的动态阻抗会比较高 换流的动态过程中的高频电流是不能从 一个桥 间的动态阻抗会比较高，换流的动态过程中的高频电流是不能从 个桥 臂跑去另外一个桥臂的，被电抗阻挡住了。 结论 这种并联方法不存在动态均流的 以上命题成立有一个很重要的前提 结论：这种并联方法不存在动态均流的 风险。每个桥臂的换流行为独立进行。 以上命题成立有一个很重要的前提， 就是L1 和L2 的数值必须足够大，至少 足以阻挡桥臂间的换流行为。 page8 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 桥臂并联拓扑中均流电抗的分析 在IGBT 桥臂并联拓扑中，每
9、个桥臂的输出阻抗会决定输出电流有效值的 分配情况，在下图中，均流电抗L1 和L2 分别归属左桥臂和右桥臂，很显 然，桥臂的输出阻抗的主体是均流电抗的感抗，而IGBT 桥臂本身的阻抗 与感抗相比可以忽略。 所以 决定两桥臂的出力水平（或整体均流水平） 主要由均流电抗L1 和 所以 ，决定两桥臂的出力水平（或整体均流水平），主要由均流电抗L1 和 L2 的感量决定。感量偏大，则对应桥臂的输出电流偏小，感量偏小，则对 应的桥臂的输出电流偏大。 结论：桥臂的整体均流情况，是由桥臂 的均流电抗的感抗的比例决定的。 这种电路中，电抗的制造工艺比 较关键 感量的偏差水平将决定 较关键 ，感量的偏差水平将决定
10、 桥臂的静态均流水平。电路均流 的风险转移到了电抗上。 page9 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 桥臂并联拓扑中驱动信号同步性的分析 在IGBT 桥臂并联拓扑中，要求PWM 信号要足够同步，这里“ 同步” 这个概 念需要量化。用很具体的方式来描述信号同步的程度。 在这种应用中，同步性要求比较低，不需要达到nS 级，有百nS 级即可。 在这种应用中，同步性要求比较低，不需要达到nS 级，有百nS 级即可。 如左下图所示，两个光纤发光头被同一个电流点亮，然后将信号传递到 INA 及INB ，我们可以说这两个信号是“ 同步” 的，但其实发光头，光纤通 路 接收头 论上都是存在时
11、间差异的 在最差的情 应该有 路，接收头理论上都是存在时间差异的，在最差的情况下 应该有几百ns ， 甚至超过1us 的差异。不过在桥臂并联应用中，这是完全可以接受的。工 程中可以 忽略这个差异 。 程 中 可 以略个异 page10 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 桥臂并联拓扑中均流电抗的选取原则 均流电抗的数值的选取很重要，因为电抗的成本不低，如果感量太大了，成本 就会上去，且散热也是问题。因此选均流电抗的原则是：在满足均流性能的前 提下，感量尽量低。 提下 低 1. 均流电抗的感量越大，桥臂间的耦合越弱，越不容易发生环流现象； 2. 桥臂的结构对称性越好，均流电抗感量
12、要求越低； 3. 两桥臂的PWM 脉冲同步性越好，均流电抗感量要求越低； 4. 驱动电路一致性越好，（例如门极电压数值），均流电抗感量要求越低； 5. 具体的感量数值的确定比较大程度上需要靠实验，可能的数值会在几uH 到 几百uH 的水平，根据应用不同而不同； page11 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 桥臂并联应用的其他实例 下图分别是Buck 电路和Boost 电路的实例，都使用了桥臂并联 的方式 这两种方式在实际中都比较常见 不过这两种应用中 的方式。这两种方式在实际中都比较常见。不过这两种应用中 电抗的主要目的不是为了均流，是为了输出电压的纹波水平， 所以感量的选
13、取有其他的约束条件。 page12 中文技术支持热线：400-0755-669驱动器的配置方法分类 IGBT 驱动器在并联的场合有2 种配置方法(LS1,Ls2 为杂散参数) ： 1. “ 一拖多” ，即一个驱动器驱动2 个或多个“ 硬并联” 的IGBT ，如左下 图所示 图所示； 2. “ 一拖一” ，即一个驱动器只驱动1 个IGBT ，IGBT再通过铜排直接相 连，这叫“ 驱动器直接并联” ，如右下图示； 下面将首先介绍“ 一拖多” ，也就是IGBT 硬并联，的情况，这种情况比较常 见。 一拖一 一 拖多 page13 中文技术支持热线：400-0755-669 拖 拖多IGBT 硬并联的
14、特点分析 优点： IGBT 模块之间并联在一起，不需要均流电抗，比较紧凑和经济 缺点： 1. 对直流母排对称性要求很高； 2 比较容易产生发射极环流； 2. 比较容易产生发射极环流； 3. 功率电路与门极回路会产生耦合； IGBT 硬并联的形式 page14 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电
15、感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page15 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流现象 在IGBT 并联问题中，首先需要讨论的就是发射极环流问题，首先我们介绍一 下这个现象。 以并联的 的上管为例 由 某 种或多种 素的不对称或不 步 造成 以并联的IGBT 的上管为例，由于某一种或多种因素的不对称或不 同步 ，造成 桥臂的中点（A点和B
16、 点）在IGBT 开通或关断瞬间会产生电位差。而驱动器 的发射极是 通过 发射极电阻连在一起的 ，这样就会产生下图中 红色路径所示 的发射极是 发射极电阻 在 起的 样就会产 下图中 路径所示 的电流。 B A 我们把这个电流称为 发射 我们把这个电流称为” 发射 极环流” 。 page16 中文技术支持热线：400-0755-669上管开通时刻产生的发射极环流 右下图中，L 为负载电感，绿线为D2 ，D4的续流电流。此时T1 ，T3 同 时给指令进行开通，D2 ，D4会发生反向恢复现象，假设T3 领先于T1 开 通 则反向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1 和Ls2 而反向恢复 通 ，则反
17、向恢复电流会以图中的红线路径穿过Ls1 和Ls2 。 而反向恢复 电流的变化率是非常高的，斜率能达到13kA/us ，在Ls1 和Ls2 上产生 的电压使E3 的电位比E1 高。 在双脉冲测试介绍的文档 中得知 反向恢复电流分 中得知 ，反向恢复电流分 成前沿和后沿两部分，前 沿切换成后沿时，杂散电 感上的电压的方向会发生 突变。此时E3-E1 的电压的 方向还有可能发生突变 方向还有可能发生突变。 实际情况比较复杂。 page17 中文技术支持热线：400-0755-669上管关断时刻产生的发射极环流 下图中绿线是T1 ，T3 稳态导通时的电流，此时T1 ，T3 同时给指令进行 关断，假设T
18、3 领先于T1 关断，则Ls2 上的电流首先突减，Ls2 上会产生 左负右正的电压，而Ls1 要增加Ls2 所减少的电流，出现了突增 ，会产 左负右正的电压，而Ls1 要增加Ls2 所减少的电流，出现了突增 ，会产 生左正右负的电压。此时，E1 比E3的电压高。 Vge3 上会叠加一个正压， g 上会叠加 个正压， T3 关得更慢了；Vge1 上会 叠加一个负压，则T1 会关 得更快。 这里引入了一个负反馈的 效果，使关断速度收敛于 同步。 page18 中文技术支持热线：400-0755-669下管开通时刻产生的发射极环流 下图中 L 为负载电感，绿线为D1 ，D3 的续流电流。此时T2 ，
19、T4 同时给指令进行 开通，D1 ，D3 会发生反向恢复现象，假设T4 领先于T2 开通，则反向恢复电流会 以图中的红线路径穿过Ls1 和Ls2 E1 的电压会比E3 高 一 些 会出现发射极环流 以图中的红线路径穿过Ls1 和Ls2 。E1 的电压会比E3高些 ，会出现发射极环流 ， 电流穿过Re1 和Re3 ，但是E3 与E1 间的环流并不影响T2 和T4 的开通行为。Ldc2 与 Ldc4 是两个IGBT 模块的直流母排杂散电感，当T4 先开通，反向恢复电流穿过 Ldc4 ，产生了上正下负的电动势 。而Ldc2 实际上也会产生相同方向的电动势，只 Ldc4 ，产生了上正下负的电动势 。而
20、Ldc2 实际上也会产生相同方向的电动势，只 是会晚些，因此E4 的电动势会出现得比E2 早，结果是E4 的电压比E2 高，Re2 及 Re4 上会产生发射极环流。 因为反向恢复电流的斜率是会改变 因为反向恢复电流的斜率是会改变 方向的，因此Ldc4 与Ldc2 上的电动 势也是会改变方向的，且该电动势 与Ldc2 与Ldc4 的数值有很大关系 与Ldc2 与Ldc4 的数值有很大关系， 因此没有稳定的结论。 大约可以确定：下管开通时刻的发 射极环流现象要比上管风险低一些。 page19 中文技术支持热线：400-0755-669下管关断时刻产生的发射极环流 下图中绿线是T2 ，T4 稳态导通
21、时的电流，此时T2 ，T4 同时给指令进行关断， 假设T4 领先于T2 关断，则Ls2 上的电流首先突减，Ls2 上会产生左正右负的电压， 而Ls1 则增加了Ls2 所减少的电流 出现了突增 会产生左负右正的电压 此时 而Ls1 则增加了Ls2 所减少的电流 ，出现了突增，会产生左负右正的电压。此时， E3 比E1 的电压高。 上管会产生发射极环流，但不影响T2 ，T4 的关断行为。 关断T4 时 Ldc4 上会产上电压 同理Ldc2 也会产生电压 而E4 与E2 的电压差 关断T4 时，Ldc4 上会产上电压 ，同理Ldc2 也会产生电压，而E4 与E2 的电压差 不太好确定，但是只要T4
22、和T2 不太同步，或者Ldc4 与Ldc2 差异较大，则E4 与 E2 的压差会比较大。 也可以看出，Ldc2 与Ldc4 上的 电压的方向是相同的。 大约可以确定：下管关断时刻的发 射极环流现象要比上管风险低一些 射极环流现象要比上管风险低一些。 page20 中文技术支持热线：400-0755-669上下桥臂的发射极环流的差异及其本质 在之前关于发射极环流的分析中，可以看出，上下桥臂在这个问题上实际 上是有区别的 结论是 上管的风险比下管要高 上是有区别的 。结论是 ，上管的风险比下管要高。 其本质在于，上管IGBT 的发射极电位与输出杂散电感相连，主电路的不对 称或不同步会与驱动回路耦合
23、在一起，而对下管IGBT 而言，这种耦合要弱 一些，因此上下管的发射极环流风险有区别。 结论是，上管的风险比下管要高。 page21 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流产生的原因 发射极环流是由于功率发射极E1 ，E3 之间存在电位差，而该电压差的产生 则是因为有较高的di/dt 流过Ls1 和Ls3 而在Ls1 和Ls3 上产生的。 则是因为有较高的di/dt 流过Ls1 和Ls3 而在Ls1 和Ls3 上产生的。 实际上，在IGBT 稳态的时候，E1 和E3 是没有电压差的，但在T1,T3 开通或 者关断的时刻，会有换流发生，这时E1 和E3 会有很短的瞬间有电压差。 大
24、致可以认为：发射极环流是因为系统中的某种或多种不对称的因素导致的 结果。 我们可以把E1 和E3 的电压 差理解成一个冲击函数， f(x)=1(x) ，出现的时间很 短，且有一定幅值。 page22 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流的数学模型(1) 下图是比较理想和简单的模型。一个冲击函数的激励源，这个源实际上是 di/dt 在Ls1 Ls2 上感应出来的电动势 把它简化后串联在Ls1 和Ls2 中 当 di/dt 在Ls1 ，Ls2 上感应出来的电动势，把它简化后串联在Ls1 和Ls2 中，当 di/dt 变为0 后，激励源就消失了。这个源施加在两个发射极电阻上。 可以看
25、出，Re1 ，Re3 ，Ls1 ，Ls2 构成了一个闭合回路，在IGBT 开关的瞬 间，等效于激励源发生激励，此时有电流穿过两个发射极电阻，两个电阻 分别承担这个电动势。 激励源( 冲击函数) page23 中文技术支持热线：400-0755-669 激励源( 冲击函数)发射极环流的数学模型(2) 在IGBT 硬并联时，我们还需要考虑IGBT 芯片与散热器间的耦合电容，IGBT 芯片的 正上方是发射极的铝层 这个铝层隔着陶 正上方是发射极的铝层 ，这个铝层隔着陶 瓷基板与IGBT 模块的铜基板间形成了耦合 电容， 而电容的另一个极板是铝散热器， 相当于T1 和T3 间有电容回路。 IGBT 芯
26、片 IGBT 芯片 陶瓷基板 IGBT 模块 IGBT 模块 铜基板 铝散热器 page24 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流的数学模型(3) 在实际装置中，情况更复杂些。将门极回路中的杂散电感量，功率发射极 与辅助发射极间的电感量也一并考虑进去，综合前两页的结果，得到左下 图的模型。 1. 将门极驱动回路中的杂散电感Lg1 和Lg3 标注出来； 2 将IGBT 的功率发射极和辅助发射极之间的杂散电感也标注出来 2. 将IGBT 的功率发射极和辅助发射极之间的杂散电感也标注出来； 3. 将IGBT 芯片与散热器的耦合电容Cjc1,Cjc3 标注出来； 4. 接地标志表示其与
27、铝散热器相连； 激励源( 冲击函数) page25 中文技术支持热线：400-0755-669 激励源( 冲击函数)发射极环流引起的振荡现象 激励源向回路产生激励后，相当于向网络内注入了一股能量，这个能 量会以无功能量的形式存在于网络中，也就它的表现形式是电感里的 电流，或者电容里的电压。也就是，这种能量会以振荡的形式存在， 然后再慢慢衰减掉。 我们认为 发射极环流中会叠加着 一些振荡的形式 根据经验 这些 我们认为 ，发射极环流中会叠加着 些振荡的形式，根据经验，这些 振荡频率很高，衰减速度比较快。 这些振荡会在Vge 上体现出来，在一定程度上影响IGBT 的开通行为。 可见，IGBT 硬并
28、联所构建的模型 是比较复杂的 ，在实践中，有些 是比较复杂的 ，在实践中，有些 物理现象不太容易解释。 激励源( 冲击函数) page26 中文技术支持热线：400-0755-669 激励源( 冲击函数)发射极环流的本质 模型中，LeE1 ，LeE3 ，Lg1 和Lg3 起的作用是比较关键的，可以理解为，激励 源将能量以电流形式注入这4 个电感，而电感电流是不会突然消失的，而会慢 慢衰减，这个能量就在下图的这个圈里面转，实际装置中，会存在一些不容 易发现的，数值很小的寄生电容，那么就具备了振荡的条件。这些振荡很短 暂 频率会很高 E1 和E3 之间的杂散电感也很重要 如果数值稍微大些 那 暂
29、， 频率会很高。E1 和E3 之间的杂散电感也很重要，如果数值稍微大些，那 么这里面携带的能量就会比较多，因为在主功率端子间流动的电流必然更大。 可见，功率发射极间的杂散电感 量是需要控制的，不适合太大。 激励源( 冲击函数) page27 中文技术支持热线：400-0755-669 激励源( 冲击函数)发射极环流对门极信号及IGBT 开通行为产生的影响(1) 当发射极环流发生时，发射极电阻上会有压降， 而压降的方向则由环流的方向决定，如右图， Vre1 的压降为左高右低，此时Vge1 的实际数值则 在原来的基础上增加了Vre1 的部分，这部分是由 发射极环流产生的 相对应的 左下图中 Vge
30、3 发射极环流产生的。相对应的，左下图中，Vge3 的电压上会减掉Vre3 的部分。 由此可见，Vge1 和Vge3 在这个瞬间会出现一加一 减的情况。 page28 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流对门极信号及IGBT 开通行为产生的影响(2) IGBT 在开通的瞬间，尤其在米勒平台的位置，集电极电流Ic 对门极电压的轻微变 化极为敏感。右下图中，是IGBT 的外特性图，A 点是IGBT 处在截止状态的工作点， B 点则是IGBT 进入完全饱和导通后的工作点。在IGBT 的开通过程中，工作点要从 A穿越到B ，这个过程非常短暂，但实际上是穿越IGBT 的线性区，而线性区的
31、最 大特点就是“Vge 对Ic 能产生剧烈影响” ，也就是，如果在米勒平台上，对应Ic 爬升 的区域，Vge 出现抖动，则Ic 会马上受到影响。 A B page29 中文技术支持热线：400-0755-669发射极环流对门极信号及IGBT 开通行为产生的影响(3) 并联IGBT 在开通的瞬间，有多个物理量发生剧烈变化，根据以上的分析，这个过 程是比较复杂的 程是比较复杂的 。 需要明确的是，如果在IGBT 开通过程中，门极波形受到了影响，例如说，门极波 形在米勒平台的前端出现震荡，因为此时刻的IGBT 处于线性区，且IGBT 的放大 倍数非常大，门极波形的轻微变化都会被放大成集电极电流Ic
32、的剧烈变化。这样 IGBT 的开通行为就会受到影响。Ic 变化会导致直流母排杂散电感上的电压变化， 导致Vce 的形状也可能会出现比较奇怪的波形 导致Vce 的形状也可能会出现比较奇怪的波形 。 这些现象最终会影响到开通时刻的动态均流效果。 结论：发射极环流诱发的驱动回路振荡会影响到IGBT 的开关行为，而 IGBT 的开关行为反过来又会影响驱动回路。发射极环流是不好的物理 现象，需要想办法避免。 page30 中文技术支持热线：400-0755-669发射极电阻所起的负反馈效果 如右下图所示，开通T1 和T3 时，E1 和E3 的电位都会往上升，最终到达正母线 电压，当T3 开通速度比T1
33、略快时，E3 的电位会比E1 高，就能产生图中所示的 发射极环流 。由于发射极电阻的存在，Vge1 会被叠加了一个正的电压，因此 发射极环流 。由于发射极电阻的存在，Vge1 会被叠加了 个正的电压，因此 T1 的开通速度会被加速，同理，Vge3 被叠加了负的电压，T3 的开通速度会被 减慢。而这个变化趋势于之前的假设正好相反，可见，这是一个负反馈的作 用。这 可以在一定程度上对开通电流进行均流收敛。 用 可以在 定程度 对开 电流进行均流收敛 实践证明，这种负反馈效果并不能解决所有的问题！效果有限。 page31 中文技术支持热线：400-0755-669发射极电阻选型的注意事项 1. 从前
34、面的分析可以看出，发射极环流是幅值高，而时间短的电流，这个电 流穿过发射极电阻会产生很高的峰值功率，因此发射极电阻需要选耐受峰 值功率较高的电阻 否则可能经过一段时间后 这个电阻会失效 值功率较高的电阻，否则可能经过一段时间后，这个电阻会失效。 2. 根据一些已有的经验公式，Re 的数值大约为Rg 的50% ，不过这个经验公 式的理论基础不太明确； 3. 有一种选型方式是，将Re 确定为1 欧，或者0.51 欧，再根据实际发射极环 流抑制效果来调整其数值； 4 总体来说 确定其数值的方法主要依靠实验 4. 总体来说，确定其数值的方法主要依靠实验； page32 中文技术支持热线：400-075
35、5-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page33 中
36、文技术支持热线：400-0755-669门极共模环流现象 由于IGBT 芯片与散热器之间存在耦合电容，因此系统中还存在着门极共 模环流的现象。这时，我们把门极和发射极看做同一电位，门极线与辅 助发射极线看做同 条线缆 这时上面的电流实际上是共模电流 助发射极线看做同一 条线缆 ，这时上面的电流实际上是共模电流 。 为了减小这个共模环流的影响，可以在门极和发射极 线路上插入共模电感 ，以增大回路的共模电感量。 线路上插入共模电感 ，以增大回路的共模电感量。 Re1 和Re3 实际上对这个共模电流也是有阻尼作用的。 IGBT 芯片 IGBT 芯片 陶瓷基板 IGBT 模块 IGBT 模块 铜基板
37、铝散热器 page34 中文技术支持热线：400-0755-669门极共模环流的抑制 门极共模环流的模型如下，当激励源向网络内注入能量时，门极 共模环流也可以形成振荡回路 而门极回路也可能参与振荡 进 共模环流也可以形成振荡回路 ，而门极回路也可能参与振荡 ，进 而影响到门极驱动的行为。 如果在门极线和发射极线之间配置 一个共模电感 ，使共模电流的 如果在门极线和发射极线之间配置 个共模电感 ，使共模电流的 阻抗增大，将对共模电流起到比较大的抑制作用。 page35 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技
38、术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题 ； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page36 中文技术支持热线：400-0755-669直流母排杂散电感不对称产生的问题(1) 下图中，以上管
39、开通为例。前一时刻，D2 ，D4 在续流，绿线所示。后一 时刻，T1 与T3 同时开通，此时D2 ，D4 会发生反向恢复行为，T1 ，T3 的电 流会以较高的di/dt 上升，如红线所示。在理想情况下，我们期望，D2 的 反向恢复电流只由T1 提供，D4 的反向恢复电流只由T3 提供。我们不希望， D4 的反向恢复电流有一部分由T1 提供 D4 的反向恢复电流有一部分由T1 提供。 换句话说，我们不希望左桥臂与右 桥臂发生电流的交换。最好是，左 右桥臂互不发生耦合。 右桥臂互不发生耦合。 page37 中文技术支持热线：400-0755-669直流母排杂散电感不对称产生的问题(2) 但实际装置
40、中，情况却不那么理想。 假设Ldc1=Ldc2Ldc3=Ldc4 ，这意味着两个桥臂的直流母排杂散电感不 太对称，右桥臂的杂散电感偏大；且Ls1=Ls2 ，并显著小于Ldcx 。 由于反向恢复电流的di/dt 很大，属于高频电流，它对电感是很敏感的，它 会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T3 的电流可以借助Ls2 和 会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T3 的电流可以借助Ls2 和 Ls1 的路径流过D2 ，如蓝色线所示。 这样，发射极环流就产生了。 可见，即使IGBT 能做到同步开关， 如果直流母排杂散电感不对称，也 如果直流母排杂散电感不对称，也 会产生发射极环流。 因此，
41、在设计直流母排时，一定要 充分考虑结构的对称性 充分考虑结构的对称性。 page38 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对
42、称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page39 中文技术支持热线：400-0755-669交流排杂散电感数值过大产生的问题(1) 右下图中，Ls1 和Ls2 是两个IGBT 模块交流输出端子到汇流点之间的电感 量。左下图中，是电路模型。 有以下几点： 随着 和 逐渐增加 十几 与 的间的阻抗就会变大 使得 1. 随着Ls1 和Ls2 逐渐增加( 十几nH) ，E3 与E1 的间的阻抗就会变大，使得 高频电流不能轻易穿过Ls1 和Ls2 ，两个桥臂间的高频耦合也会弱化； 2. Ls1 和Ls2 继续增大( 几十nH) ，这时E1
43、 和E3 的电位联系就越来越弱了， 两个桥臂间的高频耦合也会继续弱化 两个桥臂间的高频耦合也会继续弱化 ； 3. Ls1 和Ls2 继续增大( 几百nH 几uH) 就会演变成输出均流电抗，E1 和E3 间出现压差的时间会变长，发射极环流会变强烈。E1 和E3 间会出现稳 态的电压差 态的电压差； 汇流点 page40 中文技术支持热线：400-0755-669交流排杂散电感数值过大产生的问题(2) 1. Ls1 和Ls2 的差异(LS1,Ls2 不对称) ，并不会带来明显的问题； 2. 交流排杂散电感（LS1+Ls2 ）的数值大小对下管的开关行为影响比较 弱 弱； 3. 交流排杂散电感（LS1
44、+Ls2 ）的数值大小对上管驱动回路及上管IGBT 的开关行为影响比较大； 可见，在IGBT 硬并联的情况下，交流排杂散电感（LS1+Ls2 ）应该 尽量小 。 汇流点 尽量小 page41 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题
45、 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题 ； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page42 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 开通门槛电压V GEth 的差异所产生的问题 IGBT 的门极开通门槛电压V GEth 在IGBT 开通行为中是比较重要的参数， 下图是从某IGBT 的数据手册上摘出来的该参数。可见，这个参数是有 每个 一定误差的，每个IGBT 的V GEth 都不太一样。 两个硬并联的IGBT ，使用同一个驱动器进行驱动，假设Vge完全
46、同步， 施加在两个IGBT 上。 施加在两个 这两个IGBT 由于V GEth 有轻微差异， 其开通的时刻就会有差异，猜测可 能会有 十 的差异 能会有几ns 十几ns 的差异。 page43 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 开通延迟和关断延迟的差异所产生的问题 IGBT 有开通延迟t don 和t doff 开通关断延迟，这些参数在IGBT 的数据手册 上通常只有典型值，没有标出最大和最小值。 以开通为例，两个IGBT 由于t don 有 轻微差异 其开通的时刻就会有差 轻微差异，其开通的时刻就会有差 异，关断行为同理。 本页及上页中谈到的都是 IGBT 个体的差异，很难
47、克服。 不过差异是比较小的。 page44 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称
48、所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page45 中文技术支持热线：400-0755-669门极杂散电感量差异对IGBT开通行为的影响 门极杂散电感会影响IGBT 的开通时刻及开通速度，门极杂散电感量大 些，会使IGBT 开通时刻变晚，但开通的过程比较剧烈，表现为开通时 di/dt 变高，二极管的反向恢复电流峰值因此而变大。 因此 门极线缆需要强调对称性 且感量要低 因此，门极线缆需要强调对称性，且感量要低。 门极回路杂散电感较大 门极回路杂散电感较小 page46 中文技术支持热线：400-0755-669 门极回路杂散电感较大 门极回路杂散电感较小IGBT 硬并联时
49、的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点 IGBT 硬并联时的技术风险点： 1. 发射极环流问题； 2 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 2. 门极回路与功率回路产生耦合( 门极共模环流问题) ； 3. 直流母排杂散电感不对称产生的问题； 4 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 4. 交流排杂散电感数值过大所产生的问题 ； 5. IGBT 开通门槛电压V GEth ，开通延迟的差异所产生的问题； 6. 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 门极回路杂散电感不对称所产生的问题 ； 7. IGBT 模块并联数量增多的风险； page47 中文技术支持热线：400-0755-669IGBT 硬并联模块数增多与风险的关系 以上 一直是以两个IGBT 模块进行硬并联为例进行分析 实际工程中 以上 直是以两个IGBT 模块进行硬并联为例进行分析，实际工程中， 并联的模块数可能会更多，将面临更多的风险： 1. 发射极环流的模型更复杂，更难以分析； 2. IGBT 门极回路的扰动可能更多， 3. 并联的IGBT 模块的数量超过2 个后，直流母排杂散电感的对称性 就不容易兼顾了 就不容易兼顾了； 结论 ：IGBT 模块数越多 并联的风险越高 结论 ：IGBT 模块数越多，并联的风险越高。 page48 中文技术支持热线：400-0755-
