1、第5章 振幅调制、解调及混频,5.1 信号变换概述 5.2 振幅调制电路 5.3 振幅解调电路 5.4 混频电路 5.5 实训5：幅度调制与解调实验,5.1 信号变换概述,本书第2章与第3章分别介绍的小信号放大电路与功率放大电路均为线性放大电路。线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某种特定的线性关系。从时域上讲，输出信号波形与输入信号波形相同，只是在幅度上进行了放大;从频域上讲，输出信号的频率分量与输入信号的频率分量相同。然而，在通信系统和其他一些电子设备中，需要一些能实现频率变换的电路。这些电路的特点是其输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量，即发生了频率分量的变换，
2、故称为频率变换电路。,下一页,返回,5.1 信号变换概述,频率变换电路属于非线性电路，其频率变换功能应由非线性元器件产生。在高频电子线路里，常用的非线性元器件有非线性电阻性元器件和非线性电容性元器件。前者在电压一电流平面上具有非线性的伏安特性。如不考虑晶体管的电抗效应，它的输入特性、转移特性和输出特性均具有非线性的伏安特性，所以晶体管可视为非线性电阻性器件。后者在电荷一电压平面上具有非线性的库伏特性，如变容二极管就是一种常用的非线性电容性器件。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,虽然在线性放大电路里也使用了晶体管这一非线性器件，但是必须采取一些措施来尽量避免或消除它的非线性效应或频率
3、变换效应，而主要利用它的电流放大作用。例如，使小信号放大电路工作在晶体管非线性特性中的线性范围内，在丙类谐振功放中利用选频网络取出输入信号中的有用频率分量而滤除其他无用的频率分量等。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,5.1.1振幅调制调制，就是在发射端将要传送的信号“加载”到高频振荡信号上的过程。振幅调制是指用待传输的低频信号去控制高频载波信号的幅值，振幅调制简称调幅。根据调幅信号所含频谱及其相对大小的不同，调幅可分为普通调幅(AM )、双边带调幅(DSB)和单边带调幅( SSB)等几种不同的方式。其中普通调幅是基本的，其他调幅信号都是由它演变而来的。,下一页,返回,上一页,5.1
4、 信号变换概述,调制将涉及3个电压:(1)要传送的信号，该信号相对于载波属于低频信号，通常称之为调制信号。(2)高频振荡电压，通常称之为载波。(3)调制以后的电压，通常称之为已调波或调幅波。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,振幅调制电路有两个输入端和一个输出端，如图5一1所示。输入端有两个信号:一个是输入调制信号: ，它含有所需传输的信息;另一个是输入高频等幅信号，即载波信号: 。其中， ，为载波角频率;fc为载波频率。输出为已调波。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,1.普通调幅(AM)(1)普通调幅电路模型普通调幅信号是载波信号振幅按输入调制信号规律变化的一种振幅调制
5、信号，简称调幅信号。普通调幅电路的模型可由一个乘法器和一个加法器组成，如图5 -2所示。图中，Am是乘法器的乘积常数。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,(2)普通调幅信号的数学表达式输入单音调制信号:载波信号:且 ，根据普通调幅电路模型可得输出调幅电压,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,式中，AM是加法器的加权系数;Uom= AMUQUcm，是未经调制的输出载波电压振幅;ka = AMUcm，是由相乘器和输入载波电压振幅决定的比例常数。(5. 1) 式中， ，是调幅信号的调幅系数，称为调幅度。它表示调幅波受调制信号控制的程度。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,
6、(3)普通调幅信号的波形如图5 -3所示，载波为高频等幅、等频波，其频率远远高于调制信号的频率。调幅后，载波的频率不变，振幅随调制信号的大小变化。当调制信号达到最大值时，调幅波的振幅达到最大值，对应调制信号的最小值，调幅波的振幅最小。将调幅波的振幅连接起来，人们称之为“包络”，可以看到包络与调制信号的变化规律完全一致。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,是uo(t)的振幅，它反映调幅信号的包络线的变化。由图5 -3可见，在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为Uommax=Uom(1+ma),最小振幅为 Uommin=Uom(1 - ma)。由上两式可解出(5. 2),下一页
7、,返回,上一页,5.1 信号变换概述,当ma= 1时，最小振幅等于零。当ma 1时，调幅波的波形如图5-4 (a)和(b)所示。这两种情况的包络均产生了严重的失真，人们称这两种情况为过调幅，这样的已调波解调后，将无法还原原来的调制信号。所以要求0ma1。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,(4)普通调幅信号的频谱结构和频谱宽度 将式(5. 1)用三角函数展开:(5. 3)当调制信号为单频信号时，已调波中含有3个频率成分: 载频 、上边频 、下边频 。其中载波分量的振幅值为Ucm、上下边频分量的振幅值为1/2ma Uom。由图5 -5可得，调幅信号的频谱宽度BWAM为调制信号频 谱宽度
8、的两倍，即BWAM =2F(5. 4),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,(5)非余弦的周期信号调制假设调制信号为非余弦的周期信号(或称多频调制信号)，其傅里叶级数展开式为则输出调幅信号电压为(5. 5),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,可以看到，uo( t)的频谱结构中，除载波分量外，还有由相乘器产生的上、下边频分量，其角频率为(c)、(c+2 ) 、(c nmax)。这些上、下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到c两边，如图5 -6所示。形成上、下边带，但频带内各频率成分之间的相互关系并不发生改变。这种频谱单纯的搬移过程属于频率的线性变换。不难看出，调幅信号的频谱宽
9、度为调制信号频谱宽度的两倍，即BWAM =2Fmax (5. 6),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,(6)功率分配关系将式(5. 1)所表示的调幅波电压加到电阻R的两端，则可分别得到载波功率为(5. 7)每个边频功率为(5. 8),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,在调制信号的一个周期内，调幅波输出的平均总功率为(5. 9) 由表达式可见，总功率由边频功率及载波功率组成。 式(5. 9)表明调幅波的输出功率随ma增加而增加。当 ma =1时，有,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,被传送的信息包含在边频功率中，而载波功率是不含有要传送的信息的。当ma =1即最大时
10、，含有信息的边频功率只占总平均功率的1/3。事实上，调幅系数只有0. 3左右，则边频功率只占总平均功率的5%左右，而不含信息的载波功率占总平均功率的95%左右。而晶体管却要按Pmax进行选择。可见，这种普通调幅的功率利用率和晶体管的利用率都是极低的。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,2.双边带调制(D SB)和单边带调制(SSB )(1)双边带调制DSB调幅是在调幅电路中抑制掉载频，只输出上、下边频(边带)。双边带调制电路的模型如图5 -7所示。双边带调幅信号数学表达式为(5. 10),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,由式(5. 10)可得双边带调幅信号的波形及频谱，如
11、图5 -8所示。根据式(5. 10)可得双边带调幅信号的频谱表达式为(5. 11)双边带信号的频谱宽度为BWDSB =2F (5. 12),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,从以上分析可见，双边带调制与普通调幅信号的区别就在于其载波电压振幅不是在Uom上、下按调制信号规律变化。需要注意的是，双边带调幅信号其包络正比于 不再反映原调制信号的形状。在调制信号的负半周，已调波高频与载波反相。在调制信号的正半周，已调波高频与载波同相，即已调波在调制信号过零处有1800突变。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,(2)单边带调制单边带调制已成为频道特别拥挤的短波无线电通信中最主要的一种
12、调制方式。这种调制方式不仅可保持双边带调制波，具有节省发射功率的优点，而且还可将已调信号的频谱宽度压缩一半，即BWSSB =2F (5. 13),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,其数学表达式只要将DSB调幅表达式(5. 11)中的一个边频去掉即可，为此外，其波形也大不同于前两种调幅。由数学模型可见，SSB调幅波的波形为等幅波，信息包含在相位中。单边带调幅的波形及频谱如图5 -9所示。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,单边带调制电路有两种实现模型。一种由乘法器和带通滤波器组成，如图5-10所示，称为滤波法。但该模型对边带滤波器的性能要求很高，因为双边带信号中，上、下边频的
13、频率间隔为2Fmin(一般约为几十Hz )，所以为了达到好的滤波效果，滤除一个边带而保留另一个边带，就要求边带滤波器具有相当陡峭的衰减特性。同时 ，故边带滤波器的相对带宽很窄，实现起来很困难。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,在实际应用中是适当降低第一次调制的载波频率，这就增大了边带滤波器的相对带宽，使得滤波器便于制作，然后再经过多次调幅和滤波逐步把载频提高到要求的数值，如图5一11所示。通过带通滤波器滤除DSB信号中的一个边带，带通滤波器，目前常用的带通滤波器有机械滤波器、就可以获得SSB信号。滤波法的关键是石英晶体滤波器和陶瓷滤波器。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述
14、,另一种单边带调制电路是由移相器和乘法器等组成，如图5 -12所示，称为移相法。移相法的关键是移相器，要求精确移相90且幅频特性为常数。对于单频调制信号，采用移相法比较适宜。而对于多频调制信号采用移相法不可行，因为保证每个频率分量都准确相移90 是很困难的。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,5.1.2振幅解调解调与调制过程相反，从高频调幅信号中取出原调制信号的过程，称为振幅解调，也称振幅检波，简称检波。在频域上，振幅检波电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。因此对于同步检波来说，检波电路模型可由一个乘法器和一个低通滤波器组成，如图5一13所示。图中，us(t)为
15、输入振幅调制信号， ur(t)输入同步信号， uo(t)为解调后输出的调制信号。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,图5-13中， ur(t)为一等幅余弦波，其与调幅波的载频同频同相，故把它称为同步信号，把这种检波电路称为同步检波电路。设输入的调幅波信号us(t)为一单边带调幅信号，载频为c，其频谱如图5一14所示。us(t)与ur(t)经相乘器后， us(t)的频谱被搬移到c的两边，一边搬到2 c上，它是无用的寄生分量，另一边搬到零频率上。而后用低通滤波器将无用的寄生分量滤除，即可取出所需的解调电压。可见，在频域上，振幅检波电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。
16、,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,同步检波电路对于DSB , S SB和AM调幅信号都可进行解调。但AM调幅信号的解调通常采用包络检波电路更简便。有关包络检波电路工作原理将在后面叙述。,下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,5.1.3混频混频电路又称变频电路，其作用是将已调信号的载频变换成另一载频。变化后新载频已调波的调制类型和调制参数均保持不变。混频电路如图5一15所示。图中， us(t)是载频为fc的普通调幅波， uL(t)是频率为fL的本振信号， uI(t)是载频为中频fI的调幅波，通常也将uI(t)称为中频信号混频电路输出的中频频率可取fc与fL的和频或差频，即fI=
17、 fc+ fL 或 fI= fc - fL (fc fL ，若fc fL,取fI= fL - fc) (5. 14),下一页,返回,上一页,5.1 信号变换概述,输入已调波的载频是变化的，本振频率也跟随其变化，以保证输出的中频固定不变。从频谱看，混频电路的作用是将已调波的频谱不失真地从fc搬移到中频fI的位置上，因此，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种搬移，如图5-16 (a)所示。设输入调幅信号为一普通调幅波us(t)，其频谱如图5 -16(b)所示。本振信号uL(t)与us(t)经相乘器后，输出电压uo(t)，其频谱如图5 -16(c)所示。图中Lc ，us(t)的频谱被不失真地搬移到本振
18、角频率L 的两边，一边搬移到L +c上，另一边搬移到L -c上。若带通滤波器调谐在I =L -c上，则前者为无用的寄生分量，后者经带通滤波器取出，便可得到中频调制信号。,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,5. 2. 1模拟乘法器模拟乘法器是对两个以上互不相关的模拟信号实现相乘功能的非线性函数电路。通常它有两个输入端(X端和y端)及一个输出端，其电路符号如图5一17 ( a)和(b)所示。表示相乘特性的方程为(5. 15),下一页,返回,5.2 振幅调制电路,5. 2. 2双差分对管模拟乘法器(1)电路的结构双差分对管模拟乘法器电路如图5 -18所示，它是电压输入、电流输出的乘法器。它由3个基
19、本的差分电路组成，也可看成由两个单差分对电路组成。V1、 V2 、 V5组成差分对电路I, V3、 V4 、 V6组成差分对电路II，两个差分对电路的输出端交叉耦合。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,静态分析:根据差分电路的原理，可以证明(5. 16),下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,式中，UT为温度电压当量，在常温T =300 K时， UT26 mV。故(5. 17 ),下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,式(5. 17)表明，i和u1 , u2之间是双曲正切函数关系，u1和u2不能实现乘法运算关系。只有当u1和u2均限制在UT = 26 mV以下时，才能够实
20、现理想的相乘运算(5. 18)(2)扩展u2的动态范围电路如图5-19所示，利用RY的负反馈作用，可以扩展u2的动态范围。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,当 (re为发射结电阻)时，有可得相乘器的输出差值电流为(5. 19),下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,扩展后u2的动态范围为(5. 20),下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,(3)典型的集成电路MC1496根据双差分对管相乘器基本原理制成的单片集成相乘器MC 1496的内部电路如图5 -20所示， V7 、 V8叭组成多路电流源，外接R5调节Io /2的大小。同时利用RY负反馈作用扩大输夕电压u2的动态范
21、围。(4) MC1595集成相乘器作为通用的模拟电路，还需将u1的动态范围进行扩展。MC 1595就是在MC 1496的基础上增加了u1动态范围扩展电路，使之成为具有四象限相乘功能的通用集成器件，其外接电路及引脚排列如图5-21 (a)和(b)所示。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,当接入补偿电路后，双差分对管的输出差值电流为(5. 21) 可以计算出u1、 u2允许的最大动态范围为(5. 22),下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,5. 2. 3低电平调制电路1.概述对调幅电路的要求主要有失真小、调制线性范围大、调制效率高。按输出功率的高低分，可分为低电平调幅和高电平调幅
22、。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,低电平调幅电路的调制在发送设备的低电平级实现，然后经线性功率放大器放大(工作于欠压区)。对DSB和SSB调制方式适用。它的主要优点是:调制线性度好、载漏小。载漏是指边带分量/泄漏载波分量(dB) 。值越大则载漏越小，对载波的抑制能力就越强。主要实现电路有:二极管环形调幅电路、双差分对模拟相乘器调幅电路。其中，在几百兆赫工作频段内，双差分对模拟相乘器使用得更为广泛。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,2.双差分对模拟相乘器调幅电路采用双差分对模拟相乘器可构成性能优良的调幅电路。图5 - 22所示为采用MC1496构成的双边带调幅电路，图中
23、接于正电源电路的电阻R8、 R9用来分压，以便提供相乘器内部V1V4管的基极偏压;负电源通过Rp、 R1、 R2及R3、R4的分压供给相乘器内部V5、V6管的基极偏压， Rp称为载波调零电位器，调节Rp可使电路对称以减小载波信号输出，使载漏最小; RC为输出端的负载电阻，接于2、 3端的电阻RY用来扩大u的线性动态范围。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,根据图中负电源值及R5的阻值，可得I0/21 mA。这样不难得到模拟相乘器各管脚的直流电压为分别为,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,MC1496各引脚直流电位的一般要求:注意:DSB调制时要将载漏调至最小。调节方法:不接
24、u ，只接uc ，调Rp使输出信号最小。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,工程上，载波信号常采用大信号输入，即Ucm260 mV，此时工作在开关状态，这时调幅电路输出电压由式(5. 19)可得(5. 23) 式中，S2( c t)为受uc控制的双向开关函数。由式(5. 23)可见，双差分对模拟相乘器工作在开关状态实现双边带调幅时，输出频谱比较纯净，只含有p c (p为奇数)的频率分量，只要用带通滤波器滤除高次谐波分量，便可得到抑制载频的双边带调幅波，而且调制失真很小。同时，输出幅度不受Ucm大小的影响。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,5. 2. 4高电平调制电路高电平
25、调幅电路能实现调制与功放合一，在发送设备末级实现，适用普通调幅，整机效率高。主要电路利用丙类谐振功率放大器实现，主要要求:兼顾输出功率大、效率高、调制线性度好。根据调制信号所加的电极不同，有基极调幅、集电极调幅等。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,基极调幅电路如图5 - 23所示，高频载波信号Uc (t)通过高频变压器Tr1和L1、 C1构成的L型网络加到晶体管的基极电路，低频调制信号u (t)通过低频变压器Tr2 加到晶体管的基极电路。 C2为高频旁路电容，用来为载波信号提供通路；C3为低频旁路电容，用来为低频信号提供通路。通过谐振回路调谐在载频fc上，在输出端获得不失真调幅信号
26、。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,载波信号 调制信号 则发射结电压基极调幅的原理是利用丙类功率放大器在电源电压Ucc、输入信号振幅Ubm、谐振电阻Rp不变的条件下，在欠压区改变UBB，其输出电流随UBB接近线性变化这一特性来实现调幅的。所以基极调幅的集电极效率较低，适用于小功率发射机。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,集电极调幅电路如图5 - 24所示，低频调制信号加到集电极回路，T1、T2为高频变压器;T3为低频变压器。低频调制信号u (t)与丙类放大器的直流电源相串联，因此放大器的有效集电极电源电压UCC (t)等于两个电压之和，它随调制信号的变化而变化。图中的电
27、容C1、 C2是高频旁路电容，C2的作用是避免高频电流通过调制变压器T3的次级线圈及直流电源，因此它对高频相当于短路，而对调制信号频率应相当于开路。,下一页,返回,上一页,5.2 振幅调制电路,调制信号通过变压器T3加到集电极电路中，加到晶体管集电极电压 将随u (t)变化而变化。在过压区，集电极电流脉冲幅才会随集电极有效电源电压的变化而改变。因此，集电极调幅必须工作于过压区。根据丙类谐振功率放大器工作原理可知，只有当放大器工作于过压状态，才能使集电极脉冲电流的基波振幅Ic1m 随u (t)成正比变化，实现调幅其效率高，适用于大功率发射机。,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,检波是调幅的逆过
28、程。调制过程是频谱的搬移过程，是将低频信号的频谱搬移到载频附近。在接收端需要恢复原低频信号，就要从已调波的频谱中将已搬到载频附近的信号频谱再搬回来检波电路有两种类型:包络检波电路和同步检波电路。前者只能对普通调幅进行检波，后者可以对任何调幅波进行解调。对振幅检波电路的主要要求是检波效率高，失真小，并具有较高的输入电阻。,下一页,返回,5.3 振幅解调电路,5. 3. 1二极管包络检波电路包络检波器由于电路简单、效率高，在普通接收机中使用非常广泛。1.二极管包络检波电路的工作原理二极管包络检波电路有两种电路形式:二极管串联型和二极管并联型，二极管与R串联的检波电路称为串联型检波器，二极管与R串联
29、的检波电路称为并联型检波器，如图5 - 25(a)和(b)所示。下面主要讨论二极管串联型包络检波电路。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,图5-25 (a)是二极管D和低通滤波器RLC相串接而构成的二极管包络检波电路。要求输入信号的幅度在0. 5 V以上，所以二极管处于大信号工作状态，称为大信号检波器。设us为普通调幅波输入信号，如图5-26 (a)所示。二极管为理想器件，由于二极管的单向导电性，当载波的正半周时，二极管导通，电容C被充电。由于二极管的正向导通电阻很小，故充电时间常数很小，很快充到输入信号的峰值。当输入信号下降时，电容C上的电压大于输入信号电压，二极管截止。电容通过电
30、阻放电。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,由于放电时间常数远大于充电时间常数，故放电缓慢。当下一个正半周时，从输入电压大于电容C上的电压时开始，二极管重新导通，再重复前面的过程。输出电压具有频率为载频的纹波，经低通滤波器的滤波，可将其滤掉。取出的电压的变化将与包络的变化一致，达到检波的目的。其输出波形见图5一26(c)。图中，设则(5. 24),下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,式中， 为检波器输出电压中的直流成分，即为解调输出的原调制信号电压。 是检波器的电压传输系数，也称为检波效率。它是指检波器的输出电压与输入高频电压振幅的比。 在理论上一般小于而近似等于1，在实际电
31、路中约为0. 8 。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,2.检波器偷入电阻检波器电路作为前级放大器的输出负载，可用检波器输入电阻Ri来表示，如图5 - 27(a)所示。其定义为输入高频电压振幅Uom与二极管电流中基波分量I1m振幅的比值，即 (5. 25)若输入为调幅信号，根据输入检波电路的高频功率与检波负载所获得的平均功率近似相等，可求得输入电阻 。可见在大信号情况下，检波器的输入电阻约为负载电阻的一半。负载电阻越大，输入电阻越大，检波器对前级电路的影响越小。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,3.二极管包络检波电路中的失真二极管包络检波器工作在大信号检波状态时，具有较理
32、想的线性解调性能，输出电压能不失真地反映输入调幅波的包络变化。但是如果电路参数选择不当，二极管包络检波器就有可能产生惰性失真和负峰切割失真。(1)惰性失真惰性失真是由于RLC取值过大，放电速度过慢，使C上电压不能跟随输入调幅波幅度下降而造成的。由于这种失真是电容的较大的惰性造成的，故称为惰性失真。波形如图5 - 28所示。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,避免产生惰性失真的措施如下:减小RLC，使(5. 26)多频调制时，使(5. 27),下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,(2)负峰切割失真通常，检波电路的负载是低频放大器。在两者之间有耦合隔直电容CC，以去掉检波器输出电
33、压中的直流成分。为分析方便，将放大器的输入端用RL等效到检波器的输出端。电路如图5 -29 (a)所示。造成负峰切割失真的原因是因为耦合电容CC的存在。为了有效地将检波器输出的低频信号传送到下一级，耦合电容CC的容量较大，检波器输出的直流分量几乎全部降落在耦合电容上，电阻R将与RL分压，为,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,该电压对二极管来说是反向偏压，当输入电压小于该电压时，也就是包络的底部，二极管会截止。则小于URL的包络线不能被提取，输出电压的底部被切割，所以叫底部切割失真，其波形如图5-29 (b)和(c)所示。为了避免这种失真，必须保证Ufi:的电平低于包络的最小值，即可得
34、: (5. 28),下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,5. 3. 2同步检波电路同步检波电路与包络检波不同，检波时需要同时加入与载波信号同频同相的同步信号，因而称之为同步检波器。同步检波器可以对任何调幅波进行解调，分为叠加型同步检波电路和乘积型同步检波电路两种。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,1.叠加型同步检波电路(1)输入为DSB信号叠加型同步检波电路是将调幅信号与同步信号先进行叠加，然后用二极管包络检波电路进行解调的电路，如图5 - 30所示。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,设输入调幅波 同步信号 则叠加后(5. 29)当UrmUsm时， ，可以合成不
35、失真的普通调幅波。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,(2)输入为SSB信号设输入调幅波 则(5. 30),下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,式中(5. 31) 当 时，可得(5. 32)可见两个不同频率的高频信号叠加后的合成电压是调幅调相波。当两者幅度相差较大时，合成电压近似为AM波。,下一页,返回,上一页,5.3 振幅解调电路,2. MC1596模拟乘法器构成的乘积型同步检波电路由MC1596模拟乘法器构成的乘积型同步检波电路如图5 -31所示。ur(t)是同步信号，通常足够大，使相乘器工作在开关状态， us(t)是调幅信号，为小信号输入。R6、C5、C6组成 型低通滤
36、波器，电路为单电源供电方式。,返回,上一页,5.4 混频电路,混频电路与本地振荡的组合人们称之为变频电路。它的作用是:将接收机接收的外来已调波的载频变换为固定的中频，而保持调制规律不变。这样可以提高接收机的灵敏度和邻道选择性，从而大大提高接收机的性能。混频器的主要指标如下:(1)混频增益Ac。混频器输出电压UI(或功率PI)与输入信号电压Us(或功率Ps)的比值，用分贝数表示，即(5. 33),下一页,返回,5.4 混频电路,(2)噪声系数NF。输入端高频信号信噪比与输出端中频信号信噪比的比值，用分贝数表示，即(5. 34),下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,5. 4. 1混频电路1.二
37、极管双平衡混频电路二极管混频电路具有电路简单、噪声低、动态范围大、组合频率少等优点，因而在接收机中使用广泛。其缺点是混频低。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,采用4只二极管组成的环形混频器可以进一步减少组合频率干扰，使输出电流中的组合频率成分少了很多，此外，中频分量的振幅值是平衡混频器的两倍。因此，环形混频器的灵敏度和抑制干扰的能力都更优于平衡混频器，如图5-32 (a)所示。电路中二极管同样工作于受本振电压控制的开关状态。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,为大信号， 为小信号。在u1正半周时，D1、 D2导通，D3、 D4截止。可得图5-32 (b)。由图可得在u1负半周时，
38、D3、D4导通，D1、D2截止，可得图5-32 (c)。由图可得,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,通过RL总电流为(5. 35)实际应考虑负载的反作用，则要用 代替 ，即 。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,K1(1t)是单向开关函数， K2(1t)是双向开关函数。可分别展开成下列傅里叶级数，如图5 - 33所示:(5. 36),下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,于是总电流为当u1为本振信号，u2为已调波信号，再通过带通滤波器，则可将中频信号提取出，实现混频作用。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,2.晶体三极管混频电路晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点。常用于
39、广播、电视等接收机中。其缺点是混频失真较大，本振泄漏较严重。(1)晶体三极管混频电路的工作原理在图5 - 34中，本振电压uL 、信号电压us和直流电压UBB相加后，作用在晶体管的发射结，并利用三极管iC与ube之间的非线性实现混频和放大，通过集电极回路中的中频滤波电路取得中频输出电压。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,三极管的转移特性如图5 - 35所示，称为三极管的跨导。这时跨导也随时间不断变化，称为时变跨导，用g(t)表示:(5. 37)三极管的集电极电流式中，式 和 都随uL变化，即随时间变化，故分别用时变静态集电极电流Ic(uL)和时变跨导g(uL)表示，即(5. 38),下
40、一页,返回,上一页,5.4 混频电路,在时变偏压作用下，gm( uL)的傅里叶级数展开式为(5. 39)gm( t)中的基波分量gm1 cos L t与输入信号电压us相乘，得输出有用信号为(5.40),下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,(2)晶体三极管混频电路应用图5 -36所示为广播收音机中中波常用的混频电路，此电路混频和本振都由晶体管完成，故又称变频电路，中频fI = fL-fc= 465 kHz。由L1 、 C0、 C1a组成的输入回路从天线接收到的无线电波中选出所需频率的信号，经L1、L2的互感耦合加到三极管基极。本地振荡部分由晶体管、 L4、L5 、 L3、L1b组成振荡回路
41、及反馈线圈L3等构成。对于本地振荡而言，电路构成了变压器反馈振荡器。本振电压通过C2加到发射极，即发射极注入本振电压，基极输入信号。 C4、L5为输出中频电路，选出混频后的中频信号465 kHz。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,(3 ) MC1496构成的混频电路图5 - 37所示为MC 1496构成的混频电路。它是利用非线性器件实现两个信号相乘。 uL本振信号从10端输入，us输入信号从1端输入。为了减小输出波形失真，应调节51 k的可调电位器，使1、4端的直流电位差为零。u0为 型滤波器输出混频后的中频电压。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,5. 4. 2混频过程中产生的
42、干扰和失真信号经混频后，只应有频谱搬移，其相对关系不应改变，不应出现新的、并且落在有用频谱内的分量，否则称为产生了干扰。造成混频时产生干扰的原因来自两个方面:混频器件的非理想相乘特性。有用信号频率、本振频率和干扰信号频率构成某种特殊关系。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,有些干扰和噪声是由上面两种原因之一造成的，有些则是上面两种原因综合影响的结果。1.混频器的干扰混频器在信号电压和本振电压的共同作用下，产生了许多组合频率分量，它们可表示为为任意正整数,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,2.常见的混频干扰(1)组合频率干扰混频的过程是一个频率变换的过程，在这过程中，除了产生直流成分
43、、中频成分、本振频率成分及其各次谐波外，还会产生组合频率成分，若(5. 41),下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,这种干扰也称为哨声干扰。满足该式的组合频率恰好落在混频器的中频滤波器的通带内无法被抑制掉，与中频信号一起送入检波器，对负载形成干扰。例如，在广播中波波段，信号频率fc= 931 kHz，本振频率fL =1 396 kHz，中频fI = 465 kHz，这样，它和有用中频信号同时进入中放、检波，产生差拍，在接收机输出产生1 kHz的哨叫声。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,(2)寄生波道干扰(副波道干扰)这种干扰是外来的干扰信号通过混频器的某个寄生通道与本振组合变换后，
44、恰好为中频而产生的。(5. 42) 式中，几为外来的干扰信号频率，p、n=0、 1、 2、3。中频干扰时，即fN= fI ，外来的干扰信号与中频相同，故称为中频干扰，此时p=0、n=1，该信号可直通滤波器对后边的电路造成严重的影响。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,当镜频干扰时，即fN= fL + fI 而fL= fc + fI ，此时p=n=1，因而， fN= fL + fI = fc + 2f1这三个频率之间的关系可用图5 - 38来说明。显然，干扰信号频率与有用信号的频率对本振频率恰好l为对称关系，所以称为镜频干扰。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,(3)互调干扰互调干扰
45、是两个或更多个外来干扰信号经接收机的输入端，进入混频器与本振频率组合产生的组合频率接近中频的 干扰。其条件为(5. 43),下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,式中， fN1、 fN2分别为外来的干扰信号频率。显然，产生互调干扰的通式为，其中，m=1, n=2与m=2, n=1时的组合频率产生的干扰最为严重。它们是由于器件的三次方特性产生的，即m+n=3，故也称为三阶互调干扰。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,(4)交调干扰交调干扰就是由于混频器的非线性所致，干扰信号的调制信号转移到有用信号的载波上。它所反映出的现象是当调谐在有用信号的频率上时，能听到干扰电台的调制信号，而对有用信
46、号失谐时，干扰电台的调制信号随之减弱。当有用信号消失时，干扰电台的调制信号随之消失。交调干扰与有用信号的频率及干扰信号的频率无关，只要它们能通过混频器之前的选频网络，而且强度足够强，就可能产生交调干扰。可见，它是一种危害性较大的干扰。,下一页,返回,上一页,5.4 混频电路,3.克服干扰的措施(1)提高混频器前端选频电路的选择性，以减弱各干扰信号的幅度。(2)选择合适的中频，如适当提高中频频率，使其离前端选频电路的截止频率更远，对减小中频干扰和镜像干扰十分有效。(3)合理选用混频器件，如采用抗干扰能力较强的平衡混频器和模拟相乘器混频电路。(4)合理选择器件的工作点及动态运用范围，以使混频器的非
47、线性高次方项尽可能减小。,返回,上一页,5.5 实训5：幅度调制与解调实验,1.实验目的(1)加深理解幅度调制与检波的原理。(2)掌握用集成模拟乘法器构成调幅与检波电路的方法。(3)掌握集成模拟乘法器的使用方法。(4)了解二极管包络检波的主要指标、检波效率及波形失真。2.实验预习要求实验前预习“高频电子技术”第5章:振幅调制、解调及混频有关章节。,下一页,返回,5.5 实训5：幅度调制与解调实验,3.实验电路(1)集成四象限模拟乘法器MC1496简介本器件的典型应用包括乘、除、平方、开方、倍频、调制、混频、检波、鉴相、鉴频动态增益控制等。它有两个输入端VX、VY和一个输出端从VO 。一个理想乘
48、法器的输出为VO=KVXVY ，而实际上输出存在着各种误差，其输出的关系为:VO= K(VX + VXox)(VY + VYox) +Vzox。为了得到好的精度，必须消除VXox 、 VYox与Vzox三项失调电压。集成模拟乘法器MC1496是目前常用的平衡调制/解调器，内部电路含有8个有源晶体管。本实验箱在幅度调制、同步检波、混频电路3个基本实验项目中均采用MC 1496 。,下一页,返回,上一页,5.5 实训5：幅度调制与解调实验,MC1496的内部原理和引脚功能如图5 - 39所示。MC1496各引脚功能如下:SIG+信号输入正端 GAD.I增益调节端 GADJ增益调节端 SIG-信号输
49、入负端 BIAS偏置端 OUT+正电流输出端 NC空脚 CAR+载波信号输入正端 NC空脚 GAR-载波信号输入负端 NC空脚 OUT-负电流输出端NC空脚 V一负电源,下一页,返回,上一页,5.5 实训5：幅度调制与解调实验,(2)实际线路分析实验电路如图5 - 40所示，图中U301是幅度调制乘法器，音频信号和载波分别从J301和J302输入到乘法器的两个输入端， K301 和K303可分别将两路输入对地短路，以便对乘法器进行输入失调调零。 W301可控制调幅波的调制度， K302断开时，可观察平衡调幅波， R302为增益调节电阻， R309和R304分别为乘法器的负载电阻， C309对输出负端进行交流旁路。C304为调幅波输出褐合电容，BG301接成低阻抗输出的射级跟随器。,
