1、非线性超声在材料无损评估中的关键技术作者：Gary Petersen翻译：李栋山（ritec 公司中国区总代理 18611640352 .hk）摘要很多新工程材料的出现以及一些老材料使用传统宽带（尖脉冲）仪器很难检测。不幸的是，这些已开发的方法和换能器对这些标准测试设备而言，不能给出对窄带方案的优化结果。使用高功率射频脉冲群在提高信噪比已经变得很重要，而且在 NDT 和 NDE 领域使用的更加广泛。本论文会讨论与高功率射频脉冲群相关的换能器设计（包括 EMAT）和几种优化分辨率和信噪比的技术。超外差接收器、正交相敏探测、滤波器以及积分技术。也部分讨论了超声谐振的技术。传统超声无损检测方法使用非
2、常窄的尖脉冲电压来激发压电换能器。这种方法有许多优点：信号的时间分辨率很好， （激发）电路非常简单、制造成本低。使用此方法时，不得不使用复杂的匹配层来优化换能器，以使声能最大化的进入至被测试件中。同时增加了声负载及声衰减，减少了信号的拖尾并能对快速的宽度信号准确响应。但当测试高衰减材料时，需增加高尖脉冲电压来提高超声幅值。然而普通情况下很难找到能提供幅值超过 1KV 的尖脉冲。不幸的是，高电压是这种方法的局限。而非常高的电压不仅对于制造产生高压电路是个问题，同时对能承受住高压的换能器也是一个问题。另外一种解决高衰减材料的测试的方法是使用高能射频脉冲群。驱动脉冲群的实际电压可能并不比尖脉冲电压高
3、，但脉冲群中包含的总能量可达尖脉冲的几个数量级大小。相对于仅看幅值而言，此种技术对于脉冲群中包含所有能量时，就显得特别有利。此种方法在适用于 EMAT 的应用时也尤为重量。在 EMAT 应用中，试件衰减并不显得这么重要，但换能器的效率相当低，此时需要高功率来得到较好的信号1。RF 脉冲群大部分为窄带的。可用的带宽为脉冲群宽度时间的倒数。系统的噪声与带宽成比例，即。为了最大化信噪比比率，接收系统的带宽应与驱动信号的声谱（范围）应相当。若带宽太大，信噪比将减小；若太窄，则接收波形将发生失真。当脉冲群宽度变化时，接收系统的带度也必须进行调整。有一种减小接收器的带宽是来调谐接收器。然而，制作一个调谐接
4、收器适应不同的激励频率，是非常困难的。带宽是随着频率的改变而改变。若使用超外差接收器时，接收带宽不随接收器频率改变而改变，即带宽保持恒定。超外差接收电路也可设计用于任何所想要的带宽。调谐过程也非常简单，即仅需改变本地晶振的频率。在过去，将 RF 从信号波形中滤除的常规方法是使用二极管检波。使用此方法仅需保留信号的包络及使用峰值检测来测量幅值。当信噪比高而且信号强度（幅值）较大且大于二极管的阀值电压时，此种方法较好。但当信号幅值小于噪声幅值时，此过程将严重减少信号被还原的可能性。若信号幅值小于二极管的阀值电压时，将引入非线性。而正交相敏检波将避免以上情况的出现且可使用模拟或数字电路来实现。且此方
5、法的最大的一个优点是保留了信号的相位信息，可对此信号进行渡越时间的测量。替代接收信号的峰值检测，正交相敏检波方法使用相位检测，即在所选择的门信号（即积分周期）内进行积分。这是因为积分周期粗略的等同于信号的宽度时间，这将保证带宽减小至最优信噪比时的值。当然，此情况仅限单个回波或信号可被单独分离出。换能器的选择使用高功率脉冲群，并使用例如空耦或 EMAT 换能器等低效能的换能器使得穿透困难材料或研究与频率相关联的参数成为可能。但是，所有的系统组件必须仔细选择，以使获得的结果最优化。而许多商业封装换能器仅设计用于宽带应用且在脉冲群的激励下有可能得不到最好的结果。1、换能器有可能不能承受高电压。这可能
6、由于内部导线的绝缘性差或压电元件的外涂层间距不够，可能引发电晕或电弧。2、许多换能器都有内部匹配电感 2。这些线圈是设计用于对元件的电容进行谐振。但这些线圈大部分不能承受长脉冲群的高电流激励。若需要使用含电感的（换能器），最好使用高功率空心电感，以使脉冲群激励时不发生饱和 3。3、若脉冲宽度及重复频率比较高时，换能器可能过热。在一些情况下，此将导致换能器烧坏。4、换能器上的明显的拖尾效应在宽带 NDT 应用中是不能容忍的。因此，激励元件应带负载以衰减，避免此问题。但同时将减小换能器的效能，如图 1 所示为此影响。图 1 以 5 个周期脉冲群驱动 2.25MHz 商用换能器（ PZT）超声幅值使
7、用一个超宽带的 PVDF 换能器来监视。被测试件为熔融石英。此时没有明显的拖尾。但是 PZT的共振特性已完全被衰减。使用 5 个周期的脉冲（群）对增加超声幅值无效。图 2-5 为在无阻尼的铌酸锂换能器上通过增加脉冲群周期数来查看对超声幅值的影响。图 2 单个周期脉冲群驱动无阻尼的 5MHz 的铌酸锂换能器图 3 两个周期脉冲群驱动无阻尼的 5MHz 的铌酸锂换能器图 4 三个周期脉冲群驱动无阻尼的 5MHz 的铌酸锂换能器图 5 五个周期脉冲群驱动无阻尼的 5MHz 的铌酸锂换能器从上述图中可以看出，随着脉冲周期数的增加，超声幅值将以约 6dB 的速度增长。若此换能器按图 1 所示使用商用换能
8、器的话，声幅值将增加的幅度要少很多。此换能器的拖尾现象略微大一些。根据试样的几何尺寸及单个信号（响应）的时间区分间隔可以给此换能器增加一些阻尼特性会更好。一些换能器制造厂家如果知道这些问题的话，将生产专门的结构满足用户需求。而在其他一些情况下，答案是用户使用不带有磨耗层、声阻尼或电匹配的空白裸晶片式的换能器。此时用户自己可以增加一些外部匹配层及阻尼材料。超外差接收器接收器调谐是一种有效的限制宽带及控制噪声的方法。到目前为止，外差技术及可调谐中频放大器是一种最有效的用于构建调谐接收器的方法。使用此方法可非常合理的简化并实现几乎任意的带宽。下图所示为此种接收器的方框图 4。Multiplier I
9、F Amp BandpassFilterF(t)LOIFRF Amp图 6 超外差接收器接收信号 F(t)按如下表达式来表示：(2)()=()cos()其中，S(t)表示为接收脉冲群的波形；K 为波形个数；W RF 为发射脉冲群的频率；x 为声波传输的距离。本地晶振可按如下表达式来表示：(3) =cos()当两列不同频率的脉冲波作乘法运算时，结果会出现一个差频项及一个和频项。因为本地晶振总是设置为中频频率及 RF 频率之和，所以差频项总是中频频率。因此，乘法器的输出表达示为：(4)()2cos()+()2cos(+)包含高频成分的和频项被带通滤波器过滤掉。中频放大器的输出可按如下表示：(5)=
10、()()其中常数 G 为中频放大器的增益。为了演示所选的带宽对信号失真的影响，在图 8 及图 9 中使用三种中频带宽来仿真 2 微秒的来回时间。水平轴为每格 1 个微秒。图 7 使用 2MHz 带宽的中频响应图 7 显示激励脉冲过驱动及拖尾信号，以及试样中得到两个回波信号。试样换能器同时用于发射及接收超 声波。图 8 使用 1MHz 带宽的中频响应图 8 显示窄带对信号的加宽效应。图 9 使用中频为 400KHz 的带宽图 9 显示为的主驱动信号的拖尾和回波，两者之间进干涉，此时第一个响应信号不能被观察到。对此样品，所以不适合选择 400KHz 如此窄的带宽。正交相敏探测图 10 显示了正交相
11、敏的方框图MultiplierIF 90 deg IF ReferenceMultiplier0 deg IF ReferencePD#1PD#2图 10 正交相敏探测器0 度和 90 度的中频参考信号给出如下：(6)0deg =cos()和(7)90 =cos(+2)=-sin()中频由等式 (5) 给出。经过相敏探测 #1 (PD#1) 和 (PD#2 输出如下:(8)#1=()2 cos()+cos(2)和(9) #2=()2 cos(2)+cos(2+2)包含 2 倍中频的项通过低通滤波器滤掉，仅保留与时域相关的项波型因子 S(t)给出信号的包络。等式 (8) 和 (9)可以简化为：(
12、10)#1=()2 cos()(11)#2=()2 sin()值得注意的是，信号的相位已经被保留。显示两个相位探测的回波信号实验如下所示。示波器的扫描速度为每格 2 微秒。+图 11 相位探测器探测到的信号注意第二个信号的标志表明其相位和第一个信号的相位相差很大，这里只显示出来探测器#1。噪音中的相敏探测为展示噪声环境中这一技术的价值，我们要检测一个 10 个周期 3MHz 的在信噪比很差的条件下的信号。Figure 1210 周期 3MHz 的噪音中的信号 (带宽 19MHz)(扫描速率= 2 S /格)很难准确测量信噪比，但根据表观大约是 2:1。同样的，同样这个信号的相敏探测器输出显示在
13、下面。探测器的低通滤波设置为 0.4MHz。带宽的收窄直接造成信噪比的大幅提高，大约为 8:1。Figure 13前一图所示的同样信号用相敏探测的#1 输出(扫描速率 = 2 S/格)注意实验参数选择的是相敏 1#和信号同相位，而 2#则是相对 1#输出为 90 度的相位差（正交）积分最后一个提高信噪比的技术是积分。这个技术适用于复杂的超声脉冲群信号，这种信号不能单纯依靠读取峰值来确定幅值，此时是需要积分技术的。设置一个积分门，在积分周期内完成对每一相位探测输出值的积分。通过和傅里叶技术的比较可以帮助理解这一方法的价值。傅里叶变换(12)()=()cos()+sin()这里，i = 。上式给出
14、了全频谱，但是信号的数学函数必须已知。1离散型傅氏变换 (DFT)(13)()=1=0()cos()+sinG(m) 可以计算任意频率，但通常需要 N 个采样和 M 个频率均匀等间隔进行采样计算。克拉克方法(14)()=21()2 cos()+sin()或(15)()=21(#1+#2)& (16)#1=21#1 #2=21#2 t1 是门积分的起始点 t2 是结束点。仅对全信号从 t1 到 t2 积分等价于从- 到 +内积分。本方法如果碰到两个信号混叠时则不太有效。 等式 (12) 和 (13) 很相似，Clark 方法给出的是单一频率的积分结果。这里给出的几乎一直是传输频率（如等式 13
15、所示） ，但是原则上他可以是任意频率(因为超外差接收可以调谐到其他任意频率)。在非线性超声的应用中，这个频率常常是传输频率的谐频。所以通过扫频可以获得傅里叶变换的全频谱。以下显示出同前面相同的信号的积分全过程。图 14积分输出(扫描速率 = 2 S/每格)在积分过程的最后，信号通过采样保持电路抓取。直到模数转换过程完成。积分#1 通过连续读取 10 次并平均得到 2.032 V，偏差为 0.083。 如果标准偏差用来测量噪声，可以看到获得的信噪比超过 20。如果我们和图 12 的信噪比比较，信噪比提高了超过 10。图 12 的带宽为 19 MHz 而积分器的带宽是积分门带宽的倒数 ( )。这代
16、表带宽减少了大约 100。 因为噪音正比于带宽的平方根，得出的结论就14.5 =220 是信噪比提高了 10。实际提高的值应略高一些，但是图 12 的 2:1 预估值仅仅是一个假设。时域信息等式 (12)给出了信号的相位如下:(17)=1这里陈述的是在自发自收的条件下，得到的第一个信号（回波） 。因此 x1 是第一个回波的往返距离 t1 是往返时间。 k 和 x1 可表达为 F 和 t1 的等式：kx1 = 2x1 / l= 2Fx1 / c =2Ft1这里 c 是声速。因此相位可表达为:(18)=21相位通过下式得到：(19)=tan1#2#1I#1 和 I#2 指积分器的输出。不幸的是，
17、通常是很多倍 2 和他的真实值，不能通过等式(16)来确定。然而，我们可通过等式 15 精确确定出实验设置中传输时间的变化并监控 的变化。(20)1=2上式可以监控在实验中其他实验条件例如温度变化后，传输时间的变化。这一技术非常灵敏和非常精确。我们同样可通过确定相位与频率曲线的斜率，来测量到 t1 。(21)1=2这个可以通过在指定的频率范围内（改变）步进频率来实现，测量每一频率下的相位，画出相频曲线图。 这一精度取决于很多个因素，例如换能器带宽，耦合剂质量，换能器的匹配层和磨耗层的效应，样品中的声散射，以及电子器件的相频响应。如果照顾好以上因素，这种测量可产生非常精确的声速和厚度信息，尤其在
18、高衰减材料中均可获得有价值的数据。注意: 本系统所有的参考信号 (LO 和 IF Reference) 所包含的时钟需要和产生的射频脉冲的时序保持高度一致，这样要求才可保证脉冲的重复和接收信号具有同样的相位关系。系统测量的精度和准确性取决于 这种一致性。超声共振正弦脉冲串的一个很有价值的应用是超声共振5。通常用一个很长的脉冲串 (样品往返时间的很多倍) 用来激发共振。如果脉冲串在共振频率激发和样品共振时，样品内信号会振荡一段时间（取决于衰减） ，相敏探测器的输出则呈现指数衰减。如果脉冲串频率不是传输的谐振频率，则在相敏探测输出会看到两个输出会干涉和打架。积分器积分门起始点开始于接收器恢复之后，
19、结束于信号振荡结束之后。如果有多次打架，即使共振可轻易地从相敏探测器输出中看到，积分将会接近于零。 共振实验通过在一定频率范围内步进改变频率，并在每个频率下读积分器（信息） 。信号幅值（等级）可由下式计算得出：(20)=#12+#22当达到共振频率时，两个输出波形相叠不再抵消，此时可看到有一个幅值最大的波出现。为了描述此共振现象，我们准备一块厚 0.08cm 黄铜（板） ，用 EAMT 剪切波可谐振的 4 阶谐振频率来激励黄铜（板） ，即可实现超声共振。图 15图 15 相敏检波器输出显示在黄铜板的 4 倍谐振频率处产生剪切波谐振（10us/每格）在上图上可明显看出两种频率的波形在交叠。这是由
20、于在制造过程中黄铜板的轧制使纹理所产生变化时引起的。剪切波平行与轧制方向，产生的声速和从剪切波垂直于轧制方向的声速有一些不同。介于两个共振频率点（5.5 MHz）的脉冲频率可以激发两种谐振频率。完整的扫频见图 16。图 16 在黄铜板的四阶谐振频率下的相敏检测幅值注意共振点有 20KHz 的带宽，即与 50us 的积分器门控宽度成倒数关系。在上述实验中之所以略微增大积分器门控宽度，是由于可见波形谐振超出在门控信号外。如图 16 所示的共振频率的确定可提供精确的信息，以此来确定试样中的超声的相速度。EMATs 特别有价值是因为它几乎不吸收能量而且失真反射信号的相位（信息） 。总结可高达几 GHz
21、 高能脉冲群和其它这里讨论的许多技术已成功应用研究领域许多年，现在越来越多的应用于 NDT 及 NDE 中。用模拟电路实现的外差法、相敏检测及积分技术，使得仪器快速、通用、不再需要复杂软件。随着高速计算机及数据信号处理器模块的出现，很多方法可完全实现数字化，特别是使用 A/D 转换器将 RF 信号的全部频率范围内实现数字化。此外相关技术、chirps 及 DSP 电路技术使得许多新条件下的测量成为可能。Ritec 客户已成功应用并创新出诸如此类的许多方法。我们以客户使用我们的仪器获取到的成果而高兴并鼓励他们进行进一步的创新。参考1 Masahiko Hirao and Hirotsugu Og
22、i, EMATs For Science And Industry, (Kluwer Academic Publishers, Boston, 2003), Introduction2 J Krautkramer and H. Krautkramer, Ultrasonic Testing of Materials, (Springer-Verlag, Berlin, 1990), Ch 7.3 Gary Petersen, “L-Matching the output of a Ritec Gated Amplifier to an arbitrary load” Ritec Inc. (2
23、005), RitecI4 Bruce Chick, “Research Instruments and Systems” in Physical Acoustics: Ultrasonic Instruments and Devices II, XXIV” Thurston, R.N., Pierce, Allan D., and Papadakis, Emanuel, eds. New York: Academic Press, 19995 Masahiko Hirao and Hirotsugu Ogi, EMATs For Science And Industry, (Kluwer Academic Publishers, Boston, 2003), Ch 4.
