高效率、高调光比LED恒流驱动电路的设计方案.doc

1、高效率、高调光比 LED 恒流驱动电路的设计方案摘要： 文中提出了一种宽电压输入、高效率、高调光比 LED 恒流驱动电路。在迟滞电流控制模式下， 该电路具有结构简单、动态响应快、不需要补偿电路等优点。通过外部引脚， 可以方便的进行 LED 开关、模拟调光和 PWM 调光。LED 恒流驱动电路基于 CSMC的 1 m 40 VCDMOS 工艺， 采用 HSPICE 进行仿真验证， 结果表明在 830 V 输入电压范围内， 电路输出电流最大可达 1.2 A， 输出电流精度可控制在 5.5%以内， 电源效率可高达 97%。0 引言随着 LED 技术的发展， 大功率 LED 在灯光装饰和照明等领域得到

2、了普遍的使用， 同时功率型 LED 驱动芯片也显得越来越重要。由于 LED 的亮度输出与通过 LED 的电流成正比， 为了保证各个 LED 亮度、色度的一致性， 有必要设计一款恒流驱动器， 使 LED电流的大小尽可能一致。基于 LED 发光特性， 本文设计了一种宽电压输入、大电流、高调光比 LED 恒流驱动芯片。该芯片采用迟滞电流控制模式， 可以用于驱动一颗或多颗串联 LED。在 6V30V 的宽输入电压范围内， 通过对高端电流的采样来设置 LED 平均电流， 芯片输出电流精度控制在 5.5%， 同时芯片可通过 DIM 引脚实现模拟调光和 PWM 调光， 优化后的芯片响应速度可使芯片达到很高的

3、调光比。本文首先对整体电路进行了分析， 接着介绍各个重要子模块的设计， 最后给出了芯片的整体仿真波形、版图和结论。1 电路系统原理图 1 是芯片整体架构以及典型应用电路图。该电路包括带隙基准、电压调整器、高端电流采样、迟滞比较器、功率管 M1、PWM 和模拟调光等模块。此外该芯片还内置欠压和过温保护电路， 从而能在各种不利的条件下， 有效的保证系统能够稳定的工作。图 1 芯片整体等效架构图从图 1 中可以看到电感 L、电流采样电阻 RS、续流二极管 D1 形成了一个自振荡的连续电感电流模式的恒流 LED 控制器。该芯片采用迟滞电流控制模式， 因为 LED 驱动电流的变化就反应在 RS 两端的压

4、差变化上， 所以在电路正常工作时， 通过采样电阻 RS采样 LED 中的电流并将其转化成一定比例的采样电压 VCS， 然后 VCS 进入滞环比较器，通过与 BIAS 模块产生的偏置电压进行比较， 产生 PWM 控制信号， 再经栅驱动电路从而控制功率开关管的导通与关断。下面具体分析电路的工作原理。首先芯片在设计时会内设两个电流阈值 IMAX 和 IMIN。当电源 VIN 上电时， 电感 L 和电流采样电阻 RS 的初始电流为零， LED 电流也为零。这时候， CS_COMP 迟滞比较器的输出为高， 内置功率 NMOS 开关管 M1 导通， SW 端的电位为低， 流过 LED 的电流开始上升。电流

5、通过电感 L、电流采样电阻 RS、LED 和内部功率开关从 VIN 流到地， 此时电流上升斜率由 VIN、电感（L）、LED 压降决定。当 LED 电流增大到预设值 IMAX 时， CS_COMP 迟滞比较器的输出为低， 此时功率开关管 M1 关闭， 由于电感电流的连续性， 此时电流以另一个下降斜率流过电感（L ）、电流采样电阻（RS）、LED 和续流肖特基二极管（D1）， 当电流下降到另外一个预定值 IMIN 时，功率开关重新打开， 电源为电感 L 充电， LED 电流又开始增大， 当电流增大到 IMAX 时， 控制电路关断功率管， 重复上一个周期的动作， 这样就完成了对 LED 电流的滞环

6、控制， 使得 LED 的平均电流恒定不变。从以上分析可知， LED 的平均驱动电流是由内设的阈值 IMAX 和 IMIN 决定， 因而不存在类似于峰值电流控制模式的反馈回路。所以与峰值电流控制模式相比， 滞环电流控制模式具有自稳定性，不需要补偿电路， 另外峰值电流检测模式动态响应调节一般需要几个周期的时间， 而滞环电流控制至多一个周期就可以稳定系统的动态响应， 所以滞环电流控制的动态响应更加迅速。当然滞环电流控制模式存在着输出纹波较大， 变频控制容易产生变频噪声等缺点， 但是在大功率 LED 照明驱动应用中， 一定的纹波变化和开关频率变化不会对 LED 的整体照明性能产生较大影响。2 电路子模

7、块设计2.1 带隙基准（ Bandgap）图 2 为采用共源共栅电流镜， 可以改善电源抑制和初始精度的 CMOS 自偏置基准电路。其中，R1 和 PH4 组成启动电路， 当电源上电时， 若电路出现零电流状态， 此时 VA 为低， MOS 管 PH4 开启， 并向基准核心电路中注入电流， 使得基准电路摆脱零简并偏置点， 当电路正常工作时， 通过合理的设置 P7 和 P8 的宽长比， 使它们都处于深线性区， 由于 R2 和 R3 阻值很大， 此时VA 的大小接近输入电压， MOS 管 PH4 关断， 启动结束。此外，由于 VA 的电压接近电源电压， 通过电阻 R2 和 R3 的分压后， 电压 VB

8、 就能表征电源电压， 从而在电源电压低于设定值时， 输出欠压信号， 关断功率管， 起到欠压保护的功能。图 2 带隙基准电压源电路图由于基准电路的输入电压最高可达到 30V，而普通 MOS 管漏源和栅耐压为 5V。而且为了使电流镜像更加匹配， P1、P2、P5、P7 必须使用普通的 MOS 管。所以， 为了防止管子在高压时被击穿， 需在这些管子的漏源之间加入栅漏短接的厚栅氧 MOS 管作为保护管， 即 PH1、PH2、PH3。2.2 迟滞比较器（ CS_COMP）图 3 为迟滞比较器等效电路图， 其中 VTH_H 和 VTH_L 为 BIAS 模块提供的偏置基准电压， 而 CS 为电流采样模块提

9、供的采样电压。电流采样和迟滞比较器模块是组成该芯片的核心模块， 通过这两个模块就可以很好的实现滞环电流控制。图 3 迟滞比较器等效电路图电路工作时， 高端电流采样模块采样输出电流， 并按一定比例转化成采样电压 CS， 当 CS 电压大于 VTH_H 时， P_OFF 为高， P_ON 为低， M1 关 M2 开启， 此时 COMP1_G 负端输入 VTH_L，并且此时由于 P_ON 为低， 功率管关断， LED 电流开始减小， 采样电压也开始减小。当 CS 电压小于 VTH_L 时， P_OFF 为低， P_ON 为高， M1 开启，M2 关断， COMP_G 负端输入VTH_H， 此时 P_

10、ON 为高， 功率管开启， LED 电流开始增大， 采样电压也开始增大。当 CS 电压大于 VTH_H 时， 迟滞比较器模块将重复上一个周期的动作。这样通过迟滞比较器就能产生一定占空比的方波来控制功率开关管关与断， 从而有效控制外部 LED的电流大小。此外， 高端电流采样和迟滞比较器模块需要有较高的单位增益带宽 GBW， 从而提高电流采样和迟滞比较的速度， 这样就可以减少电路延迟，提高芯片的响应速度， 同时也提高了芯片输出电流精度。2.3 模拟和 PWM 调光（DIM）通常希望在不同的应用场合和环境下， LED 的发光亮度能够随着应用和环境的变化随时可调， 这就需要 LED 驱动器具有调光的功

11、能。现在， 最常用的 LED 调光方式有： 模拟调光、PWM 调光、数字调光等方式。模拟调光是通过线性的改变 LED 驱动器的输出电流来调整 LED 的发光亮度， 它的优点是能够避免由 PWM 或数字调光所产生的噪声等问题， 缺点是模拟调光会改变 LED 的驱动电流， 从而引起 LED 的色偏。PWM 调光方式是通过反复开关 LED 驱动器， 在PWM 信号使能期间输出电流， 其它时间内关闭 LED 驱动， 通过调节 PWM 信号的占空比可来实现调光。PWM 调光的原理是利用人眼的视觉暂留 效应， 但为了避免人眼能够看到 LED 的闪烁， PWM 调光的频率应在 100 Hz 以上。由于不会改

12、变 LED 平均电流， PWM 调光也就不会改变 LED 的色度。图 4 模拟调光等效电路图图 4 给出了模拟调光等效电路图。图 4 是一个差分输入结构。其中输入 V1 为一固定电平 2.5 V，V2 为 DIM 引脚的输入经电阻分压后的电平。由于本电路只工作于大信号情况下， 所以首先对其大信号进行分析。N1、N2 管组成的电流镜将两通路电流强制相等，则：压大于 V1 时， 由于 L2 点电压为低 N3、N4 截止。输出 Io 为零， 无调光效果。当 V2 减小到 2.5 V， 两边电流相等， 输出也为零。此时若 V2 从 2.5 V 减小 V， 由公式（3） 可知电压 L1 与 L3 之差就

13、增大 V， 这样引起的电压差在电阻上产生的电流经过 N3、N4 镜像后就得到输出电流 Io。该电流将进入电流采样模块， 并影响电流采样电压 CS 的大小， 从而起到改变输出电流的作用。图 5 给出了芯片模拟调光过程仿真图。从图中可以看到， 当 DIM 引脚电压逐渐降低时， LED 平均电流 IL 也开始按一定比例降低， 在 DIM 引脚电压低于 0.3 V 时， 功率管被关断， LED 电流下降到零。这就说明模拟调光模块能很好的控制 LED 驱动电流大小。图 5 模拟调光过程仿真图图 6 给出了 PWM 调光等效电路图， 通过在 DIM 引脚加入可变占空比的 PWM 信号就可以改变输出电流，

14、从而实现 PWM 调光。图 6 PWM 调光等效电路图图 6 中， 当 DIM 由高变低， 小于 VT_L 时， 使能变 EN 为高。此时 VT 选通为 VT_H， 当 DIM 由低变高， 高于 VT_H 时使能转换， 并实现一定的电压迟滞。如果输入信号是 PWM 信号， 同样通过上述工作过程， 这样 EN 输出同样为 PWM 信号， 控制内部功率管的开关， 从而达到控制输出电流的目的。图 7 给出了当 DIM 输入典型值 20 kHz、占空比为 50%的 PWM 方波时， 输出电流波形。从图中可以看到在 DIM 引脚输入一定占空比的方波时，LED 的平均电流与 PWM 方波的占空比成正比，

15、因此通过设定 PWM 方波的占空比， 就可以改变 LED 平均电流的大小。图 7 PWM 调光波形图由上图还可以看出， 当输出一个电感电流周期时， PWM 方波具有最小的占空比， 约为 4%，此时最大调光比为 25:1。显然， 采用周期越长，频率越低的 PWM 方波进行数字调光所获得的调光比就越高， 但考虑到人眼的视觉暂留效应， 为防止输出 LED 电流频率过低引起闪烁， 应用时一般设置最低 fDIM=100 Hz， 此时最大调光比可高达 5000:1。3 仿真结果本文基于 1 m 40 V CSMC 工艺模型， 使用 HSPICE 软件， 对整体芯片进行了仿真验证。表 1 给出了典型条件下，

16、 采样电阻 RS=0.33ohm， 电感 L=100 H时， 在不同的电源电压， 不同 LED 连接数目下， LED输出电流精度。芯片由于采样延迟、采样精度、驱动级延迟等因素， 会导致输出电流产生误差。在不同的电源电压和负载条件下， 从表一中可以看到输出电流精度均能很好的控制在 5.5%以内。同时也可以看到， 要实现较好的电流精度， 固定负载下需要相应的电源电压与之匹配。表 1 输出电流精度4 结束语本文基于 1 m 40 V CSMC 高压工艺， 设计了一种宽电压输入、大电流、高调光比 LED 恒流降压驱动芯片。在滞环电流控制模式下， 芯片具有结构简单、动态响应快、不需要补偿电路等优点。通过 DIM 引脚， 芯片可以方便的进行 LED 开关、模拟调光和宽范围的 PWM 调光。仿真结果表明， 当输入电压从 8 V 变化到 30 V 时， 芯片输出电流最大偏差不超过 5.5%。此外， 在芯片驱动 7 个 LED 时， 效率可高达 97%。