调幅、检波与混频电路.ppt

1、第5章 调幅、检波与混频电路,【本章内容提要】 本章介绍了相乘器及其频率变换作用，介绍了调幅与检波的基本原理。对振幅调制电路、振幅解调（检波）电路和混频电路进行了详细的介绍，对混频干扰的原因作了深入分析，并介绍了减少干扰的措施和方法。 【本章学习重点与要求】 本章重点掌握频率变换的基本原理，了解相乘器的基本特点。掌握基本调幅电路、栓波电路和混频电路的结构组成和工作原理，了解各种混频干扰及其解决方法。,第5章 调幅、检波与混频电路,调幅（调制）、检波（解调）和混频电路是用来对输入信号进行频谱变换的重要电路，是通信、广播、电视、雷达和导航等系统中的基本电路。 频谱变换电路可分为频谱搬移电路和频谱非

2、线性变换电路，振幅调制与解调电路、混频电路属于频谱搬移电路，它们的作用是将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移；角度调制与解调电路属于频谱非线性变换电路，它们的作用是将输入信号频谱进行特定的非线性变换。 本章主要讨论振幅调制与解调和混频电路，频谱非线性变换电路将在第6章中介绍。,5.1频谱搬移电路原理,5.1.1 相乘器及其频率变换作用 1相乘器 相乘器也叫乘法器，是对两个互不相关的模拟信号实现相乘功能的非线性函数电路或器件。它有两个输入端（X端和Y端）及一个输出端口，其电路符号如图5-1所示。用它来实现频率变换，具有无用干扰分量少等优点，在各种频率变换电路中得到广泛地应用。 表示相乘特性的方

3、程为 uO(t)=KM uX(t)uY(t) 式中，KM为相乘器的增益系数。当uX(t)和uY(t)的满量程均为10V，理想相乘器uO(t)的幅度等于10V时，这样的相乘器称为10V制通用相乘器，即KM=1/10V。,图5-1 相乘器电路符号,5.1.1 相乘器及其频率变换作用,在XY平面上，相乘器有4个可能的工作区域。如果相乘器限定uX(t)和uY(t)均为正极性，则称它为一象限相乘器；如果相乘器只能允许uX(t)或uY(t)为一种极性，而允许uY(t)或uX(t)为两种极性，则称它为二象限相乘器；如果相乘器允许uX(t)和uY(t)分别均可为两种极性时，则称它为四象限相乘器。具有四象限的相

4、乘器在通信电路中可完成调制、混频等频率变换功能。,5.1.1 相乘器及其频率变换作用,频率变换的实现 对于一个理想的相乘器，当uX(t)、uY(t)中有一个或两个都为零时uO(t)为零，当任一输入电压为恒值时，输出电压与另一输入电压之间呈线性关系，即 uO(t)=KMuX(t)uY(t) 或 uO(t)=KMuY(t)uX(t) 这时相乘器相当于一个线性放大器。 设uX(t)=UXmcos(Xt)，uY(t)=UYmcos(Yt)，则相乘器的输出电压uO(t)等于 uO(t)=KMuX(t)uY(t)= KM UXmUYmcos(Xt)cos(Yt) =KM UXmUYmcos(X+Y)t+

5、cos(XY)t （5-1）,5.1.1 相乘器及其频率变换作用,上式说明，相乘器输出电压中既无X分量，也无Y分量，反而出现了两个新的频率分量，即和频(X+Y)和差频(XY)。可见，相乘器是一个非线性器件，具有频率变换作用。在无线电通信技术中，广泛采用二极管平衡相乘器或由三极管构成的双差分对管模拟相乘器。 图5-2是常用的频率变换电路框图。图5-2中的ul和u2若按要求加入不同的信号，就可实现不同功能的频率变换。 非线性电路的形式多种多样，都可以实现上述的频率变换功能。在集成高频电路中相乘器是随处可见的，绝大部分的频率变换电路，如混频、检波、调幅、鉴相等常常用乘法电路来实现。,5.1.2 调幅

6、与检波的基本原理,1调幅 （1）调幅信号的数学表达式 所谓调幅，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使高频载波的振幅按调制信号的变化规律进行变化。 常见的调幅形式有：普通调幅（AM）、平衡调幅（DSB AM或DSB）和单边带调幅（SSB AM或SSB）等，其中普通调幅是最基本的。 普通调幅（AM），也称标准调幅，其信号含载频和上下两个边频（边带）分量，如图5-3所示。调幅波的特点可以用数学表达式来分析。 如图5-3(a)所示，调制信号u(t)为低频余弦信号，其电压表示式为 u(t)=Umcos(t)=Umcos(2Ft) （5-2） 式中， =2F，为调制信号角频率，F为调制信号频率，通常F

7、fc。 设载波信号uc(t)为一高频等幅波，如图5-3(b)所示，其电压表达式为 uc(t)=Ucmcos(ct)=Ucmcos(2 fct) （5-3） 式中，c=2fc，c为载波角频率，fc为载波频率。,图5-3 调幅波波形,5.1.2 调幅与检波的基本原理,当调制信号u和载波信号uc同时送入相乘器后，可得输出电压为 uO(t) =KMUQ+u (t)Ucmcos(ct) =KM UQUcm+KMUcmu (t)cos(ct) =Um0+kau (t)cos(ct) 式中，Um0=KMUQ Ucm为载波电压振幅，ka=KMUcm是一个与调幅电路有关的比例常数。 将式（5-2）与式（5-3）

8、代入式（5-4），则得调制后输出调幅波电压为 uO(t)=Um0+kaUmcos( t)cos(ct) =Um01+mcos( t)cos(ct) （5-4） 其中 m=kaUm/Um0 （5-5） m称为调幅系数或调幅度，它表示输出载波振幅受调制信号控制的程度。由此可得调幅波数学表达式为 uAM(t)=Um0(1+mcos t)cosCt （5-6）,5.1.2 调幅与检波的基本原理,（2）调幅信号的频谱 上面分析的调制信号是单一频率正弦波的情况，如果将数学表达式用三角函数公式展开，可得 uAM(t)=Um0(1+mcos t)cosCt = Um0cosCt+mUm0cos(C+)t+mU

9、m0cos(C )t（5-7） 由上式可见，调幅波包含三个频率分量：一个是载波频率C，它与调制信号无关；另外两个则是和频（C+）与差频（C），其中（C+）称为上边频，（C）称为下边频，显然它们都是由于调制所产生的新的频率分量。其频谱如图5-4所示。 设F=/2为调制信号频率，则调幅波的频谱宽度（又称带宽）BW是调制信号频率的两倍，即 BW=2F （5-8） 实际上的调制信号往往不是简单的单频信号，而是包含若干不同频率成分，其波形较为复杂，因而调幅波的振幅也要随着多个频率组成的原始信号的规律而变化，从而“携带”原始信号所代表的信息。,图5-4单频信号调幅波频谱,5.1.2 调幅与检波的基本原理,

10、若设调制信号为 u (t)=Um1cos(1t)+Um2cos( 2t)+Umncos(nt) （5-9） 调制后每一频率分量都将产生一对边频，即(c1)、(c2)、(cn)等。这些上、下边频的集合形成上、下边带，小于c的称为下边带，大于c的称为上边带，如图5-5所示。由于在上、下边带中每个对应的频率分量的幅度相等且成对出现，因此上、下边带的频谱分布相对于载频也是对称的。 由图5-5可见，调幅波的上边带和下边带频谱分量的相对大小和相互间的距离均与调制信号的频谱相同，仅下边带频谱与调制信号频谱成倒置关系。这就清楚的说明，调幅的作用是把调制信号的频谱不失真地搬移到载频的两边，所以，调幅电路属于频谱

11、搬移电路。,图5-5 调幅波的频谱,5.1.2 调幅与检波的基本原理,（3）调幅波的功率 如果把已调波电压加到负载电阻RL上，则载波和边频都将给电阻传送功率。RL上获得的功率包括3部分： 载波分量功率 P0= （5-10） 每个边频分量功率 PSB1=PSB2= （5-11） 因此，调幅波在调制信号一个周期内给出的平均功率为 PAV=P0+PSBl+PSB2= （5-12）,5.1.2 调幅与检波的基本原理,当 t=0时，由图5-3(c)可见，调幅波处于包络峰值，其电压等于um0(1+m)，此时的高频输出功率称为调制波最大功率，也称峰值包络功率，即 Pmax=(1+m)2 =(1+m)2P0

12、（5-13）式（5-10）和式（5-11）表明，边频功率随ma的增大而增加，当ma=1时，边频功率为最大，这时上、下边频功率之和只有载波功率的一半，即它只占整个调幅波功率的1/3。实际运用中，ma在0.1l之间变化，其平均值仅为0.3，所以边频所占整个调幅波的功率还要小。这也就是说，用这种调制方式，发送端发送的功率被不携带信息的载波占去了很大的比例，这显然是不经济的。但由于这种调制设备简单，特别是解调更简单，便于接收，所以它仍在某些领域，如无线电广播中广泛采用。,5.1.2 调幅与检波的基本原理,2检波 检波是调幅的逆过程。调幅的过程是将低频信号的频谱线性地搬移到高频载频的两边。检波则是从高频

13、调幅信号中还原低频信号的过程，即把低频信号的频谱重新搬回到低端，所以检波的频谱搬移也是线性搬移，故所有的线性搬移电路都可以用作检波电路。完成检波任务的电路叫做检波器。检波器是无线电接收机中不可缺少的重要组成部分，同时也广泛应用在无线电测量和其他设备中。 前面提到过，调幅信号有3种基本形式：普通调幅信号、双边带调幅信号和单边带调幅信号。它们在携带同一个调制信号时，频谱结构不相同，其高频已调信号的波形也不同。这样，对它们的检波方法也就不同。检波的方法有两大类，一类是包络检波；另一类是同步检波。包络检波是指检波器输出的电压与输入的调幅波的包络成正比的检波方法。对于普通调幅信号来说，由于其包络与调制信

14、号成正比，包络就代表着它的调制信号波形。因此，包络检波适用于对AM信号进行检波，其检波器的输出电压直接反映输入高频调幅波包络变化的规律。收音机中的检波电路和电视接收机中的视频检波电路均采用包络检波。,5.1.2 调幅与检波的基本原理,同步检波又叫乘积检波，它既可以解调普通调幅信号，也可以解调DSB和SSB信号。下面仍以图5-2的方框电路来说明检波原理，它有两个输入电压，一个是调幅信号（可以是AM、DSB和SSB信号）电压；另一个是本地载波电压（或称恢复载波电压）。为了能不失真地恢复原调制信号，本地载波和原调制端的载波必须保持同频同相，所以称为同步检波。设 u1=Ucm(1+mcos t)cos

15、Ct u2=UcmcosCt （u2为参考信号） 则 u3=Ku1u2= (1+mcos t)cos2Ct = (1+mcos t)(1+cos2Ct) = + mcos t+ cos2Ct+ cos t cos2Ct （5-14）,5.1.2 调幅与检波的基本原理,在u3式中的cos t项，就是所需的原调制信号，如音频信号等。 滤波器是低通的，它能滤除u3中的2C、2C+、2C等无用的频率分量，使输出电压u为所需的解调信号，即cos t信号。 如果u1是平衡调幅信号或是单边带调幅信号，而参考信号u2的频率与相位又能与u1载频保持同步（即同频同相），则经过乘法器和低通滤波器后，就可得到平衡调幅

16、波或单边带调幅波的解调信号输出。 从频谱关系上看，检波器输入的是高频率的载波和边带分量，而输出的是低频率的调制信号，因此检波过程也是频率变换过程，必须利用非线性元件来完成。,5.2振幅调制电路,在无线电通信中，振幅调制电路按照功率电平的高低，可以分为高电平调幅和低电平调幅电路两大类。 5.2.1 低电平调幅电路 低电平调幅电路，是指调制信号和载波先在低电平进行调制，再经过线性高频功率放大器放大后达到所需要的发射功率，如图5-6所示。低电平调幅的最大优点是：起调制作用的非线性器件工作在中、小信号状态，因此较易获得高度线性的调幅波。它可以用来产生普通调幅、DSB和SSB信号。这种方式目前应用较为广

17、泛，甚至一些先进的大功率广播设备也采用它，所得到的低功率已调波可利用功率合成技术得到足够大的功率输出。下面举例说明这种电路的基本工作原理。 低电平调幅可以采用二极管构成平衡调幅器和环形调幅器电路来实现。但是质量较好、采用较多的，是用乘法器构成的调幅电路。,5.2振幅调制电路,1二极管平衡调幅电路 二极管平衡调幅原理电路如图5-7所示。图中，uc是载波信号，u是调制信号，其幅值满足条件： Ucm Um（大10倍以上） 则uc起控制开关作用，开关函数为S(t)，设二极管的导通电阻为RD，根据B3的匝比，B3初级的等效负载为4RL。经21匝比之等效，上下各为RL。由图可见，上、下两电路的回路电流为

18、i1= i2= i= i1i2= = （5-15） 可见，式中含有u和uc的乘积项，即含有C和3C等频率分量，抵消了C、2C、3C等各次谐波分量及某组合频率分量。这就是双二极管平衡调制器的特点。,图5-7 二极管平衡调幅电路,5.2.1 低电平调幅电路,2二极管环形调幅电路 环形调幅电路又称双平衡调制器，它可以进一步抵消不必要的组合频率分量，其原理如图5-8所示。图中VDl、VD2组成一个平衡调幅器，VD3、VD4组成另一个平衡调幅器，根据上述分析，可得各电流为 i5=i1i4 i6=i2i3 i=i5i6=i1i4i2+i3=(ili2) (i4i3) （5-16） 已求得(i1i2)的结果

19、如式（5-15），同样可求得VD3、VD4平衡调幅器的电流即 i4i3= （5-17） 由于VD3、VD4的导通与截止时间正好与VDl、VD2相差180，所以开关函数不是S(0t)，而是S(0t)。将式（5-15）、（5-17）代入式（5-16），得 i1= （5-18）与式（5-15）相比，环形调制器进一步抵消了 分量，且各分量的振幅加倍。,图5-8 环形调幅电路,5.2.1 低电平调幅电路,3乘法器调幅电路 在集成电路构成的调幅电路中，通常采用模拟乘法器的形式。乘法器的核心电路是带一个恒流源的差分对管调幅电路，限于篇幅，这里不对内部电路进行讨论。其最大优点是其中每个晶体管均工作在线性区时就

20、可实现频率变换功能，因此其杂波干扰成分比非线性器件变换电路的要小得多，所以其相乘特性比较理想，故又称四象限理想乘法器。 利用乘法器可以实现普通调幅。在图5-2中，若 u1=cosCt u2=Ucm+Umcos t=Ucm(1+mcos t) 经过乘法器后可得 u3=Ku1u2=KUcm(1+mcos t)cosCt （5-19）,5.2.1 低电平调幅电路,这样就能得到普通调幅信号。另外，普通调幅波也可利用图5-9的方框图实现。图中， u3=Kulu2=KUcm Um cosC t cos t u=ul+u3=UcmcosCt+KUcmUmcosCt cos t =Ucm(1+mcos t)c

21、osCt （5-20） 这样也能得到普通调幅信号。下面介绍的是由模拟乘法器MC1596构成的双边带调幅电路，如图5-10所示。 MC1596内部是一个双差动模拟乘法电路。由图可见，该电路的输入和输出均采用单端不平衡的连接方式，采用正、负双电源供电，也可用单电源供电。Rb、RP可调节片内偏置电流大小；RY可调节电路增益，并能改善调制信号的线性范围。阻值越大，负反馈越强，增益随之减小，但线性范围加大。,图5-10 乘法器调幅实例,5.2.2 高电平调幅电路,高电平调幅电路主要用来产生普通调幅波，其突出的优点是整机效率高，适用于大型通信或广播设备的普通调幅发射机。这种调制通常在丙类谐振功率放大器中进

22、行，它可以由发射机的最后一级（即输出级）直接产生满足发射功率要求的已调波。为了获得大的输出功率和高效率，高电平调幅电路几乎都是用调制信号去控制谐振功率放大电路的输出功率来实现调幅的。根据调制信号所加的电极不同，有基极调幅、集电极调幅以及集电极基极（或发射极）组合调幅。其基本的工作原理是利用某一电极的直流电压去控制集电极高频电流的振幅。 1基极调幅电路 基极调幅是利用三极管的非线性来实现调幅的，原理电路如图5-11所示。它实质上是一个变偏压的谐振功率放大器。高频载波信号uc(t)通过高频变压器T1和L1、C1构成的L型网络加到晶体管的基极电路，低频调制信号uc(t)通过低频变压器T2加到晶体管的

23、基极电路。C2为高频旁路电容，用来为载波信号提供通路，但对低频信号容抗很大；C3为低频耦合电容用来为低频信号提供通路。令u (t)=Umcos( t)，uc(t)=Ucmcos(ct)，由图可见，晶体管BE之间的电压为 uBE=VBB+Umcos( t)+Ucmcos(ct) （5-21）,图5-11 基极调幅电路,图5-12 基极调幅的波形,5.2.2 高电平调幅电路,其波形如图5-12所示。 基极调幅与谐振功放的区别在于，其基极偏压随调制信号u的变化而变化，使放大器的集电极脉冲电流的最大值ICM和通角也按调制信号的大小而变化，uBE的变化可有效地控制集电极电流均值分量和基波分量（c分量）的

24、大小。这个性质称作谐振功率放大器的基极调制特性。 在分析基极调幅时，可把基极电压uBE(t)=VBB+u (t)+uc(t)看成两部分，其中VBB+u (t)为偏置电压；uc(t)作为激励信号。在调制信号的正半周时，由于偏置电压加大，集电极电流的最大值ICmax和通角均加大，因此基波电流振幅Ic1m=ICmax1()就要增大。当调制信号为负半周时，由于偏置电压减小，ICmax和均减小，因此基波电流振幅Ic1m就要减小。即uBE随u变化，则Ic1m将随调制信号u变化，实现调幅。在滤除直流和各次谐波后，得到调幅信号输出。 为了减小调制失真，被调放大器在调制信号变化范围内应始终工作在欠压状态。由于基

25、极电路中电流很小，消耗的功率小，故所需的调制信号功率也就小，相应地，调制信号的放大电路也就比较简单，这是基极调幅的优点。但是由于基极调幅电路工作在欠压区，浪费了直流电源的能量，故其集电极效率低，这是基极调幅的一大缺点。一般基极调幅只在功率不大、对失真要求较低的发射机中采用。,5.2.2 高电平调幅电路,2集电极调幅 集电极调幅电路，实质上是变集电极电源的谐振功率放大器。集电极调幅的原理电路如图5-13所示，它也是利用三极管的非线性来实现调幅的。载波信号从基极输入，与基极调幅电路不同，这里调制信号电压u通过变压器T2加在集电极电路，与集电极直流电源电压VCC相串联。CB、RB构成自给负偏压电路。

26、这时集电极电压为 EC=VCC+Umcos t （5-22） 当集电极电源电压变化时，其放大器的工作状态也要发生变化。使集电极电源电压随调制信号变化而变化，从而得到集电极电流的基波分量随u的规律变化。我们把集电极电流基波分量Ic1m和平均分量IC0随Ec变化的关系曲线称之为集电极调幅时的静态调制特性曲线（如图5-14所示）。,图5-13 集电极调幅原理电路图 图5-14 集电极调幅的静态调制特性,5.2.2 高电平调幅电路,从图5-14可以看出，这是一条向上凸起的曲线。集电极调幅时，调幅放大器应工作在过压状态。因为在过压状态EC对Ic1m的控制能力强，能够实现深调幅。在欠压区不能实现深调制，E

27、c对Ic1m的控制能力弱，这样，当Ec随调制信号变化时，集电极电流Ic1m和Ic0随Ec变化，即Ic1m和Ic0随调制信号u变化。当随调制信号变化的集电极电流Ic1m流过谐振回路时，则在谐振回路两端产生的高频电压Uc1m也随调制信号变化，这就产生了调幅波输出，实现了集电极调幅。其集电极调幅的波形如图5-15所示。 在集电极调幅的过程中，随着调制信号的减弱，集电极电源电压Ec也随之降低，当EC较低时，调谐放大器进入强过压状态，这时集电极脉冲电流ICmax不但下降，而且凹陷加深（如图5-15(c)所示），从而使得调制特性的线性变差。,图5-15 集电极调幅的波形,5.2.2 高电平调幅电路,为了改

28、善集电极调幅特性的线性，应使调幅放大器既不要进入强过压区，也不要进入欠压区，而是始终工作在微过压状态。这样，既可改善调制特性，又可保持较高的调制效率。 图5-16所示是工作于28 MHz的调幅发射机实际电路。图中主振级为考毕兹晶体振荡器，具有很高的稳定性。末级为工作于丙类状态的功率放大器，采用集电极调幅。功放管V2采用2N4427，输出功率约为1.25W。输出级采用了型输出匹配网络，集电极调幅信号是由话筒输入并经过LM386运算放大器放大后提供的，音频调制功率约为1W。,图5-16 集电极调幅发射机电路,5.3振幅解调（检波）电路,1工作原理 包络检波器常常利用晶体二极管或晶体三极管b-e结的

29、单向导电性来完成检波功能，其典型电路如图5-17所示。 包络检波电路通常由两大部分组成，即非线性器件和低通滤波器。 非线性器件完成频率变换功能，图5-17(a)中二极管VD或三极管VT1的b-e结起这个作用。低通滤波器则从频率变换出的分量中选出所需的调制信号，图中的R、C元件起这个作用。电容C对信号载频阻抗甚小，负载R比PN结正向导通电阻要大一二个数量级。 图5-17(b)的包络检波器也称为射极跟随检波电路。VTl管除检波作用外，还具有电流放大作用，并提高了检波器的输入阻抗。这种电路在电视接收机的集成电路中有所采用。 包络检波的基本原理可以用电容的充放电现象进行说明。图5-18所示是包络检波时

30、电容充放电的波形图，其工作过程概述如下（以二极管检波电路为例）。,5.3振幅解调（检波）电路,1工作原理 包络检波器常常利用晶体二极管或晶体三极管b-e结的单向导电性来完成检波功能，其典型电路如图5-17所示。 包络检波电路通常由两大部分组成，即非线性器件和低通滤波器。 非线性器件完成频率变换功能，图5-17(a)中二极管VD或三极管VT1的b-e结起这个作用。低通滤波器则从频率变换出的分量中选出所需的调制信号，图中的R、C元件起这个作用。电容C对信号载频阻抗甚小，负载R比PN结正向导通电阻要大一二个数量级。 图5-17(b)的包络检波器也称为射极跟随检波电路。VTl管除检波作用外，还具有电流

31、放大作用，并提高了检波器的输入阻抗。这种电路在电视接收机的集成电路中有所采用。 包络检波的基本原理可以用电容的充放电现象进行说明。图5-18所示是包络检波时电容充放电的波形图，其工作过程概述如下（以二极管检波电路为例）。,图5-17 包络检波电路,图5-18 包络检波波形,5.3.1 二极管包络检波电路,（1）us为正半周的部分时间 二极管导通，已调信号us对电容C充电，充电时间常数为RDC，RD是二极管正向导通电阻，通常很小，因此充电时间常数不大，C上的电压uo在很短时间内就能充至已调信号的峰值。 要注意，C上的电压又反向加到了二极管VD的两端，成为反偏。这时，VD导通与否，需由uo与us共

32、同决定，如果uo与us幅值相差不多，则二极管VD在us的正半周期内只有很小一段时间内导通，即导通角远远小于90。 （2）在二极管截止期间 在us为负半周（包括负半周两侧的正半周部分）期间，二极管VD截止，C上充得的电荷通过负载电阻放电，由于R RD，故 RC RDC 故电容放电很慢，电容C上的电压下降不多。 当已调波下一个正半周电压又超过VD上的负偏（uo）时，VD又导通，us又对C充电，并充至已调波的峰值。如此循环往复，在电容C上就能获得一个与已调波包络相一致的电压uo，这就完成了调幅波的解调。包络检波的波形如图5-18所示，图中uo信号虽然有些起伏不平，呈锯齿状，但由于VD的正向导电时间较

33、短，放电时间（截止时间）较长，所以uo的起伏是很小的，可以看成与已调波包络基本一致，包络检波之名称即由此而来。,5.3.1 二极管包络检波电路,高频数码信号也可用大信号二极管包络检波器解出已调数码序列。如果检波器是理想的，不产生失真，它的输出就应是反映输入包络变化的矩形脉冲信号。但是，在实际检波电路中，由于输入谐振回路和输出RC低通负载的瞬态响应特性，解调出的调制脉冲（视频脉冲）会产生前沿和后沿失真。根据包络检波器充放电原理，脉冲上升沿tr的大小与充电时间常数RDC及输入回路谐振电阻R1有关；脉冲下降沿tf的大小与放电时间常数RC有关，C值愈小，则tr、tf愈小。tr值一般很小，而tf值稍大（

34、tf2RC）。工程上RC的取值一般由下式决定，即 RC(0.10.2) 但C值愈小，或RC乘积愈小，不利于高频信号的滤除，为此又希望 RC(12)T0 式中，T0为已调脉冲（数码）的载频周期。 根据上述两种关系式，可解出RC的选用范围，即 (0.10.2)RC(12)T0,5.3.1 二极管包络检波电路,2主要性能指标分析 由于输入信号us的幅度较大，可用折线法来分析包络检波器。根据折线分析法，可求出包络检波器的主要技术指标，主要有电压传输系数、输入阻抗等。限于篇幅，这里就不作详细推导，只将有用结果列出。 （1）电压传输系数Kd（检波效率） 检波器的电压传输系数也称检波效率，它的定义是输出信号

35、的幅值与输入高频信号的幅值之比，即Kd= （5-22） 在实际检波电路中，Kd常以0.5(6 dB)为估算值。 （2）输入电阻Ri 检波器的前级通常为中频放大器，即检波器输入阻抗就是前级放大器的负载，因此，这一阻抗的大与小将直接影响这一放大器的各项指标，如放大倍数、频带宽度等。根据折线分析法的推导，可求出包络检波器的输入电阻。 Ri=R/2 （5-23） 可见，负载电阻越大，输入电阻也越大，检波器对前级的影响也越小。 包络检波器的负载电容C对高频起滤波作用，对输入阻抗无影响。,5.3.1 二极管包络检波电路,3失真 在二极管包络检波器中，存在着非线性失真、惰性失真、负峰切割失真等失真。 在大信

36、号检波时，如果负载R选得足够大，二极管内阻RD的非线性作用会减小，使检波特性接近线性；另一方面，R上的直流电压对二极管而言，相当于负反馈电压，也改善了检波特性的非线性。因此，只要负载R足够大，因检波特性的非线性引起的失真可以忽略。 惰性失真和负峰切割失真是大信号包络检波器特有的失真。 （1）惰性失真是由于RC时间常数太大而引起的，失真波形如图5-19所示。图5-19(a)表示出惰性失真的情况。由于RC过大，二极管截止期间，C放电过慢，因此电压uo来不及跟随调幅波的包络下降而下降，结果在AB区间内形成切割直线，引起了非线性失真。很显然，此失真与调幅波的调幅系数m大小有关，m大时，易产生惰性失真；

37、此失真也与调幅波中的调制信号角频率高低有关，高时易产生惰性失真。 不产生惰性失真的条件为 RC （5-24）,图5-19 惰性失真,5.3.1 二极管包络检波电路,（2）负峰切割失真又称底部切割失真。由系统方框图可知，检波器的下一级是调制信号放大器（低频或视频放大器）。也就是说，下级放大器的输入阻抗就是检波器负载的一部分，相互间连接的等效电路如图5-20所示。图中Cc是防止检波直流电压对后级放大器工作点的影响，为了使低频特性好，Cc值应较大。Cc的存在，使检波器的直流电阻为R，交流电阻为RRL，显然两者是不等的，且交流负载小于直流负载。这就是产生负峰切割失真的原因。 由图5-20可见，检波器输

38、出负载电阻、电流、电压的交直流情况分别为 RDC=R，RAC= （5-25） VDC=VSmKd，VAC=mVSmKd （5-26） IDC= ，IAC= （5-27）,图5-20 负峰切割失真,图5-21 检波器的改进电路,5.3.1 二极管包络检波电路,根据以上3式，在RL很大很大时，RACRDC=R，此时IAC IDC（因为m 1，故不会产生负峰切割失真。在RL较小时，RACRDC=R，IAC增大，有可能出现IACIDC，如图5-20(b)中的情况，在此情况下，即会产生负峰切割失真。RL值愈小，m值愈大，负峰切割失真愈严重。根据式（5-27），式中IDCIAC的原则，可求出不产生负峰切割

39、失真的条件，即 m （5-28） RL （5-29） 例如，在R=4.7 k，m=0.6时，RL需大于7.05 k；在m=0.3时，RL需大于2 k。,5.3.1 二极管包络检波电路,可见，在m值较大时，要求下级输入的阻抗较高时才能不产生负峰切割失真。在实际电路中，可以采用各种措施来减小检波器交、直流负载电阻值的差别。图5-21就是常用的一种电路。图中，将R分成R1和R2，目的是使检波器的交、直流负载的差额变小。检波器的直流负载电阻为R1+R2；检波器的交流负载电阻为Rl+(R2RL)。式中R1越大，检波器的交、直流负载相差就越小，但R1过大后，对调制电压输出不利。设计时，常取R1.R2=0.

40、10.2。C2的作用是进一步滤去载频及高次谐波分量，以提高检波器的高频滤波能力。 为了提高RL有时可在检波电路后加接射极跟随器。 在集成电路中，由于检波器的输出直接与下级放大器相耦合，不存在耦合电容Cc，所以也就不存在负峰切割失真问题。 平方律检波 已调信号的幅值小于0.2V时，一般称为小信号。由于小信号检波的输出电压与输入高频信号电压振幅的平方成正比，所以小信号检波又称平方律检波。 在测量仪表中，这种检波器得到广泛应用，因为许多高频或微波测量设备中常常需要检测信号功率，平方律检波器输出电流增量与输入高频电压的平方成正比，也就是与输入信号功率成正比，这对于表头刻度是有利的。,5.3.2 同步检

41、波电路,要解调抑制载波的双边带及单边带信号，必须采用同步检波的方法。这是因为它们的信号中没有载波成分，其包络不能直接反映调制信号的变化规律，所以不能用二极管包络检波方式。 同步检波是集成高频电路中常用的一种解调电路，任何一种调幅波都可以用这种检波电路解调。目前彩色电视接收机、调频立体声收音机等有关电路几乎都采用这种检波电路。 同步检波的框图如图5-22所示。检波时需要同时加入与载波信号同频同相的同步信号，同步检波的名称由此而来。同步检波有时也称相干检波、乘积检波。实现同步检波的电路有两种：一种是乘积型同步检波电路，另一种是叠加型同步检波器。,5.3.2 同步检波电路,1乘积型同步检波电路 利用

42、相乘器构成的同步检波电路称为乘积型同步检波电路。在通信及电子设备中广泛采用二极管环形相乘器和双差分对模拟集成相乘器构成同步检波电路。二极管环形相乘器既可用作调幅，也可用作解调。但两者信号的接法恰好相反。 利用双差动电路组成的同步检波电路在集成电路中是常用的。下面介绍以乘法器MC 1596组成的集成同步解调器，其电路如图5-23所示。被解调的高频信号可以是任何一种调幅波形，由集成电路的第脚输入，参考信号由第脚输入，解调出的原调制信号（如音频信号）由第脚输出，经外接型低通滤波器（0.005F、1k组成），即可解出所需的信号。 用MC 1596作检波器时，也可分别由输出端子、作两路输出，一个输出端可

43、以驱动后级低频放大电路，另一个输出端可以用作AGC系统。这种集成同步检波器的优点是工作线性好，增益较高，要求输入信号的幅值不大。,图5-23 集成同步检波器,5.3.2 同步检波电路,2叠加型同步检波器 叠加型同步检波器电路是将需解调的调幅信号与同步信号先进行叠加，然后用二极管包络检波电路进行解调的电路。 这种检波器的组成框图如图5-24所示。输入的us为双边带调幅波（平衡调幅波），ur为参考信号，它应与us载波同步（同频同相），即 us=VSmcos t cosCt ur=VrmcosCt 两信号相加后，得 ul=ur+us=VrmcosCt+ VSmcos t cosCt （5-30） 只

44、要ur幅值大小合适，则u1为一不失真的标准调幅信号，用包括检波器即可解调出其所含的原调制信号u。,5.4混频电路,混频（或变频）是电子设备中极为重要的一项技术。现代通信设备中的收发信机、电视接收机、雷达接收机、频率合成器等都离不开混频电路。混频级质量的好坏，会对整个系统的性能产生重要影响。 混频是使信号的频率从某一频率变换到另一新的频率，但变换前后信号的频谱结构不变。设信号载频为f0，本机振荡电路产生的信号频率为fL，则混频要完成的频率变换为 fL+f0=fi 称上变频（高中频方案） fLf0=fi 称下变频（低中频方案） （5-31） 式中，fi是混频器输出的载波变频信号，习惯上称为中频IF

45、（Intermediate Frequency）。要实现混频，必须要有非线性器件，除输入已调波外，要有本机振荡器和选频回路。图5-25是混频器的组成框图及主要点的波形图和频谱图（以调幅信号为例）。 变频与混频的作用是一致的，工作原理也一致。在变频电路中，没有独立设置的本振电路，其本振信号是由电路本身产生的。实际应用中一般不对两者加以区分。 在集成电路系统中，混频器几乎都是他激式的，本振电路独立设置，电路形式以差动对管为最多，也有个别采用自激式的，混频、本振合用同一器件。集成电路中混频器的工作原理、电路组成等与分立元件电路基本相同。,图5-25 混频器的组成及作用,5.4混频电路,对混频器的主要

46、要求如下： （1）信号失真要小 人们希望混频器只对信号的载波频率进行变换，而对信号包络或信号角度的变化尽可能的维持原状，这样才能保持原调幅波或调频波的不失真传输。另外，也要求所产生的组合频率或其他非线性失真小。 （2）噪声系数要小 混频级常位于整机系统的前端，输入信号一般很弱，其本身工作在非线性状态，所以混频器所产生的噪声对整机影响很大。 （3）混频增益要大 混频增益定义为 AVC=中频输出电压振幅/高频输入电压振幅=Vim/VSm（5-32） AVC大，有利于提高接收机的灵敏度和信噪比。 （4）选择性要好 在保证信号通频带的前提下，混频器抑制组合频率和各种干扰的能力要强。,5.4.1 相乘混

47、频电路,相乘混频器由模拟乘法器和带通滤波器组成，其实现模型如图5-26所示。设输入信号为普通调幅波，即uAM(t)=Uc(1+macos t)cosct。 设乘法器的增益系数为k，则其输出电压为 uo(t)=kuAM(t)ur(t) =(k/2)UcUr(1+macos t) cos(rc)t+cos(r+c)t （5-33） 若带通滤波器调谐于差频l=rc，且满足带宽BW2，则滤除和频分量后，输出差频电压可写为 ul(t)=Ul(1+macos t)coslt （5-34） 式中Ul与(k/2)UcUr及带通滤波器传输特性有关。 乘积型混频器的优点是乘法器输出端无用的频率分量较少，对滤波器要

48、求不很高。,图5-26 乘积型混频器,5.4.1 相乘混频电路,用模拟乘法器构成的混频电路，可以大大减少由组合频率分量产生的各种干扰。这种混频器还具有体积小、调整容易、稳定性和可靠性高等优点。 图5-27是用集成模拟乘法器MCl596构成的混频电路。图中本振电压ur由端子8输入，它的振幅约为100 mV。信号电压uc由端子1输入，最大电压约为15 mV。由端子6输出的电压为ur和uc的乘积，经输出滤波器选频后，就可得到中频信号uo。滤波器的中心频率为9 MHz，其3 dB带宽为450 kHz。当输入端不接调谐回路时，为宽频带应用，可输入HF或VHF信号。例如输入信号的频率为200 MHz，这时混频增益约为9 dB，灵敏度为14V。当输入端接有阻抗匹配的调谐回路时，可获得更高的混频增益。,