1、华南理工大学,第七章 交流异步电动机变频调速系统,华南理工大学,概述,异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。,华南理工大学,本章提要,异步电动机变频调速的基本控制方式 变频器与逆变器 转速开环恒压频比控制的变频调速系统 转速闭环转差频率控制的变频调速系统 异步电机的多变量数学模型和坐标转换 按转子磁场定向的矢量控制系统 按定子磁场控制的直接转矩控制系统 感应电动机直接转矩控制系统举例,华南理工大学,7.1 异步电动机变频调速的基本 控制方式,
2、问题的提出在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素磁通量 m 。 磁通太弱，没有充分利用电机的铁芯，是一种浪费 ； 若增大磁通，又会使铁芯饱和，导致励磁电流过大，严重时会因绕组过热而损坏电机。,华南理工大学,问题的提出（续）,直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应作合适补偿，可保持m 。 交流异步电动机中，磁通是定子和转子磁势合成产生的，不容易保持。问：如何保持磁通量m 恒定？,华南理工大学,定子每相电动势,（7-1）,式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；,定子频率，单位为Hz；,定子每相绕组串联匝数；,基波绕组系数；,每极气隙磁通量，单位为Wb。,f1,N1,k
3、N1,m,华南理工大学,由式（7-1）可知，只要控制好Eg和f1，便可达到控制磁通m的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频 以上两种情况。,华南理工大学,7.1.1 基频以下调速,7.1.1.1恒压频比控制（U1/1= 恒值）在电机原理中已给出异步电动机的机械特性方程式。当定子电压U1和角频率1都为恒定值时,可以将它改写成如下的形式：,（7-2）,华南理工大学,特性分析,当s很小时，可忽略上式分母中含s各项则（7-3）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性Te = f（s）是一段直线。,华南理工大学,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（7-2）分母中的R1 ，则
4、,（7-4）,即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时， Te = f（s）是对称于原点的一段双曲线。,华南理工大学,机械特性,当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。,sm,图7-1 恒压恒频时异步电机的机械特性,华南理工大学,当定子旋转磁场的转速为 时，则有,（7-5）,带负载时的转速降落为,（7-6）,华南理工大学,在式（7-3）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出,（7-7）,由此可见，当 U1 /1 为恒值时，对于同一转矩 Te ，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。,华南理工大学,这就是说，在恒压频比的条件下改变频率 1 时，机械特性
5、基本上是平行下移，它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小。如图7-2所示。,华南理工大学,异步电动机最大转矩为：,（7-9）,可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图7-2。,华南理工大学,机械特性曲线,图7-2 恒压频比控制时变频调速的机械特性,补偿定子压降后的特性,华南理工大学,7.1.1.2恒 Eg /1 控制,下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义
6、如下：Eg 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）。,华南理工大学,异步电动机等效电路,华南理工大学,特性分析,如果在电压频率协调控制中，恰当地提高电压 U1 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg /1 为恒值（基频以下），则由式（7-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。,华南理工大学,特性分析（续）,由等效电路可以看出,代入电磁转矩关系式，得,（7-11）,（7-10）,华南理工大学,特性分析（续）,利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（7-11）分
7、母中含 s 项，则,（7-12）,这表明机械特性的这一段近似为一条直线。,华南理工大学,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（7-11）分母中的 R22 项，则,（7-13）,s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。,华南理工大学,性能比较,但是，对比式（7-11）和式（7-2）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 U1 /1 特性中的同类项，也就是说， s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。,华南理工大学,性能比较(续),将式（7-11）对 s 求
8、导，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率,（7-14）,和最大转矩,（7-15）,华南理工大学,性能比较(续),值得注意的是，当Eg /1 为恒值时，Temax 恒定不变，其稳态性能优于恒 U1 /1 控制的性能。这正是恒 Eg /1 控制中补偿定子压降所追求的目标。,华南理工大学,7.1.1.3恒 Er /1 控制,如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出,（7-16）,华南理工大学,代入电磁转矩基本关系式，得,（7-17）,现在，不必再作任何近似就可知道，这时
9、的机械特性完全是一条直线，见图7-4。,华南理工大学,几种电压频率协调控制方式的特性比较,图7-4 不同电压频率协调控制方式时的机械特性,恒 Er /1 控制,恒 Eg /1 控制,恒 U1 /1 控制,a,b,c,华南理工大学,显然，恒 Er /1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er /1 呢？,华南理工大学,按照式（7-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（7-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值 m ，那么，转子
10、全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm ：,（7-18）,华南理工大学,由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm = Constant 进 行控制，就可以获得 恒 Er /1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，将在后面详细讨论。,华南理工大学,7.1.2基频以上调速,在基频以上调速时，频率应该从 f1n 向上升高，但定子电压U1 却不可能超过额定电压U1n ，最多只能保持U1 = U1n ，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。,华南理工大学,变压变频控制特性,图6-2 异步电机变压变频
11、调速的控制特性,Us,mn,m,华南理工大学,如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。,华南理工大学,间接变频装置（交-直-交变频装置） 电压源和电流源变频器 直接变频装置（交-交变频） 正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器 电流跟踪式PWM逆变器 磁链跟踪式PWM逆变器,7.2 变频器与逆变器 本节提要,华南理工大学,引 言,现有的交流供电电源都是恒压恒频的，必须通过变频装置，才能获得变压变频的电源
12、，这样的装置通称为变压变频装置（VVVF）。 分类：间接变频装置；直接变频装置。,华南理工大学,7.2.1间接变频装置（交-直-交变频装置）,图7-6 间接变频器基本结构,华南理工大学,可控整流器变压，逆变器变频的 交-直-交变频装置,变压变频 (VVVF),中间直流环节,恒压恒频 (CVCF),逆变器,DC,AC,AC,50Hz,调频,可控 整流,调压,华南理工大学,逆变器,DC,AC,AC,50Hz,调频,不控 整流,调压,DC,VVVF,斩波器,不可控整流器整流，斩波器变压，逆变 器变频的交-直-交变频装置,华南理工大学,不可控整流器整流，PWM逆变器同时变压 变频的交-直-交变频装置,
13、变压变频 (VVVF),中间直流环节,恒压恒频 (CVCF),PWM 逆变器,DC,AC,AC,50Hz,调压调频,华南理工大学,7.2.2 电压源和电流源变频器,在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电压源型电流源型两种类型的主要区别在于用什么储能元件来缓冲无功能量。如下示意图。,华南理工大学,两种类型逆变器结构,逆变器,Ud,Cd,+,-,逆变器,Ud,Ld,+,-,(a)电压源变频器,(b)电流源变频器,华南理工大学,两种类型逆变器比较,华南理工大学,晶闸管三相六拍式交-直-交变频器,基于晶闸管的电压源型三相六拍式 交-直-交变频器主电路原理图如图7
14、9所示它由相控整流电路A，滤波电容C和有源逆变电路B构成。依晶闸管导通角的大小不同，逆变器有180导电型和120导电型两种不同的工作方式。,华南理工大学,图7-9 电压源型六拍式晶闸管交-直-交变频器 主电路,华南理工大学,180导电型工作方式,逆变器每只晶闸管的导通角均为180导通顺序为V1V2V3V4V5V6 每一瞬间均有三只晶闸管处于导通状态 换流则按规定的顺序在同一桥臂的上 、下两晶闸管之间进行六只晶闸管的导通情况如图710所示。,华南理工大学,图7-10 180导电方式下晶闸管的切换规律,华南理工大学,变频器输出相电压为阶梯波，线电压为 间断式矩形波；波形的幅值取决于相控整流器输出直
15、流平均电压值Ud的大小；频率则取决于换流频率，即每60导电 角所代表的时间长短。由于在每一个输出电源周期内产生六次切换动作，故称此类变频器为三相六拍 式变频器。,输出电压波形分析,华南理工大学,120导电型工作方式,逆变器每只晶闸管的导通角均为120,六只晶闸管的导通情况如图712所示。,图712 120导电方式下 晶闸管的切换规律,华南理工大学,7.2.3 直接变频装置（交-交变频）,交-交变压变频器的基本结构如下图所示，它只有一个变换环节，把恒压恒频（CVCF）的交流电源直接变换成VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（Cycloconveter）
16、。,华南理工大学,变频器的基本结构,图7-14 直接（交-交）变压变频器,华南理工大学,常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图a）。,华南理工大学,(a) 电路原理图,交-交变频装置的基本电路结构,图7-15-a 交-交变频装置每一相的基本电路,华南理工大学,交-交变压变频器的控制方式1,整半周控制方式正、反两组按一定周期相互切换；u0 的幅值决定于各组控制角 ；u0 的频率决定于正、反两组的切换频率；如果控制角一直不变，则输出平均电压是 方波，如下图 b 所示。,华南理工大学
17、,图6-13 -b 方波型平均输出电压波形,输出电压波形,华南理工大学,交-交变压变频器的控制方式2, 调制控制方式要获得正弦波输出，就必须在每一组整 流装置导通期间不断改变其控制角 。例如：在正向组导通的半个周期中:,控制角：,0,/2,平均电压U0：,Umax,0,/2,0,华南理工大学,图6-14 交-交变压变频器的单相正弦波输出电压波形,输出电压波形,华南理工大学,三相交交变频器的主电路,图7-17三相交变变频主电路,华南理工大学,电路特点： 省去了中间直流环节，但所用元件数量更多； 输入功率因数较低，谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。 应用： 主要用于大容量
18、、低转速的调速系统,华南理工大学,7.2.4正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器,问题的提出在基于晶闸管的交-直-交变频器供电的变压变频调速系统中，为了获得变频调速所要求的电压频率协调控制，调速时须同时控制整流器和逆变器，这样就带来了一系列问题。,华南理工大学, 问题的提出（续）,（1）主电路有两个可控的功率环节，电路复杂； （2）存在大惯性元件（电容、电感），使系统的动态响应缓慢； （3）由于整流器是可控的，供电电源的功率因数随变频装置输出频率的降低而变差，并产生高次谐波电流； （4）逆变器输出为六拍阶梯波交变电压（电流）在拖动电动机中形成较多的各次谐波，从而产生较大的脉动转矩，影响电动机的稳定
19、工作。,华南理工大学,本小节提要,SPWM逆变器的工作原理 SPWM逆变器的同步调制和异步调制 SPWM波形的数字采样法,华南理工大学,SPWM逆变器的工作原理,把一个正弦半波分做N等分，如下图（N7）； 然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替； 矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可以用相同的方法来等效 。,华南理工大学,与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波,华南理工大学,在实际中，我们采用“调剂”的方法，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波(Carrie
20、r wave)，并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波(Modulation wave)，当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。,华南理工大学,SPWM变频器电路原理框图,华南理工大学,SPWM控制方式,单极性控制方式在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内。 双极性控制方式在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化则SPWM波也是在正负之间变化。,华南理工大学,单极性控制方式,华南理工大学,双极性控制方式,华南理工
21、大学,SPWM逆变器的同步调制和异步调制,定义：载波的频率ft与调制波频率fr之比为载波比N,即,视载波比N的变化与否分为： 同步调制和异步调制,华南理工大学,同步调制,同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。 基本同步调制方式，fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定； 三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；,华南理工大学,fr 很低时，ft 也很低，由调制带来的谐波不易滤除； fr 很高时，ft会过高，使开关器件难以承受。,同步调制（续）,华南理工大学,异步调制,异步调制在逆变器的整个变频范围内 载波比N是不等于常数。 优点：改变参考
22、信号频率fr时保持三角波载波频率ft不变，因而提高低频时的载波比 N。这样逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加，相应的可减少负载电机的转矩脉动与噪声，改善了低频工作特性。,华南理工大学,异步调制（续）,缺点：载波比N随着输出频率的降低而连续变化时，势必使逆变器输出电压波形及其相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关系，因而引起电动机工作的不平稳。,华南理工大学,分段同步调制方式,把 fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同； 在 fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高； 在 fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；,华南理工大学,分段同步
23、调制方式（续）,华南理工大学,SPWM波形的数字采样法,自然采样法按照正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度与间隙时间的采样，从而生成SPWM波形 。,（1） 自然采样法,华南理工大学,脉宽时间：t2 间隙时间：t1+t3 周期时间：Tct1+t2+t3,图722自然采样法SPWM波形,自然采样法（续）,华南理工大学,定义：正弦调制波幅值urm和三角载波幅值utm之比M称为“调制度”或“调制系数”。则：,自然采样法（续）,由上图得，,有,（724）,华南理工大学,自然采样法（续）,整理得,(725),华南理工大学,仿式(723)、(724)、(725)、(726)可求得,(726),自然采样法（续）
24、,(728),根据式(726)和式(728)可得脉宽时间t2,(729),(727),华南理工大学,原理在三角载波的每一个周期的固定时刻，找到正弦调制波上对应的电压值，就用此值对三角波进行采样，以决定功率开关元件的导通和关断时刻，而不管在采样点上正弦波与三角载波是否相交。,（2） 规则采样法,华南理工大学,规则采样法（续）,脉宽时间：,间隙时间：,华南理工大学,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有：查表法可以先离线计算出相应的脉宽d等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,华南理工大学,实时计算
25、法事先在内存中存放正弦函数和Tc/2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc/2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,华南理工大学,7.2.5 电流跟踪式PWM逆变器,图723 电流滞环跟踪控制的一相原理图,华南理工大学,电流滞环跟踪控制时的电流波形与PWM电压波形,华南理工大学,电压源型的三相电流跟踪式PWM变频器 原理图,图725 电流跟踪控制的脉宽调制变频器,华南理工大学,7.2.6 磁链跟踪式PWM逆变器,本节提要 问题的提出 空间矢量的定义 电压与磁链空间矢量的关系 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场 电压空间矢量的线性组合
26、与SVPWM控制,华南理工大学,问题的提出,经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。异步电机需要输入三相正弦电流的最终目的是在空间产生圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,华南理工大学,问题的提出（续）,如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space
27、 Vector PWM）控制”。,华南理工大学,空间矢量的定义,a)定子绕组接线图,b)空间磁势矢量,华南理工大学,定子磁势空间矢量,定子磁势空间矢量：FA 、 FB 、 FC的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。 合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 F1是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变。F1 FA FB FC,（7-32）,华南理工大学,三相定子绕组电流与由它建立的磁势之间仅存在简单的倍比关系，因而在一定的比例系数下可将FA、 FB、 FC视为三相定子电流的空间矢量表示，分别记做 iA、iB、 iC。合成定子绕组
28、电流矢量 为i1 iA iB iC,定子电流空间矢量,（7-33）,华南理工大学,定子电压空间矢量,c)空间电压矢量,华南理工大学,当电源频率不变时，合成空间矢量 u1 以电源角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量u1就落在该相的轴线上。用公式表示，则有,（7-34）,定子电压空间矢量(续),华南理工大学,电压与磁链空间矢量的关系,三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,式中,u1 定子三相电压合成空间矢量；i1 定子三相电流合成空间矢量； 1 定子三相磁链合成空间矢量。,（7-36）,华南理工大学,近似关系,当电动机转速不是很低时，
29、定子电阻压降很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,（7-37）,（7-38）,或,华南理工大学,磁链轨迹,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,（7-39）,其中 m是磁链1的幅值，1为其旋转角速度。,华南理工大学,由式（7-37）和式（7-39）可得,（7-40）,上式表明，当磁链幅值一定时，的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向。,华南理工大学,磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链
30、矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,图7-27 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,华南理工大学,六拍阶梯波逆变器与正六边形空间 旋转磁场,（1）电压空间矢量运动轨迹在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图7-28中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。,华南理工大学,主电路原理图,图7-28 三相PWM逆变器异
31、步电动机原理图,华南理工大学,开关工作状态,如果，图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有8种工作状态（见附表），其中6 种有效开关状态；2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电 压）： 上桥臂开关 VT1、VT3、VT5 全部导通 下桥臂开关 VT2、VT4、VT6 全部导通,华南理工大学,开关状态表,华南理工大学,开关控制模式,对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔 /3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这 /3 时刻内则保持不变。,华南理工大学,（a）开关模式分析,设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其
32、等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为 UAO = Ud / 2UBO = UCO = - Ud /2,华南理工大学,（b）工作状态100的合成电压空间矢量,由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。,华南理工大学,（c）工作状态110的合成电压空间矢量,u1 存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2 ，它在空间上滞后于u1 的相位为 /3 弧度，存在的时间也是 /3 。,华南理工大学,（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量,依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而
33、相位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,华南理工大学,（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹,电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：,华南理工大学,在逆变器工作的第一个/3期间，电机定子的电压空间矢量为1右图中的u1，此时定子磁链为，逆变器进入第二个 /3期间，电压空间矢量为u2。,图730 六拍逆变器供电时电机电压空间矢量与磁链矢量的关系,华南理工大学,按式（737），可写成,也就是说，在t /3
34、期间，在u1u2的作用下， 1产生增量1 ，其幅值为|u| t，方向与u2一致。最后得到图7-30所示的新的磁链2，而,（7-41）,华南理工大学,依此类推，可知磁链矢量的顶端运动轨迹也是一个正六边形，这说明异步电动机在六拍阶梯波逆变器供电时所产生的是正六边形旋转磁场，而不是圆形旋转磁场。,华南理工大学,磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,如果 u1 的作用时间t 小于 /3 ，则 1 的幅值也按比例地减小，如图中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,华南理工大学,电压空间矢量的线性组合与SVPWM 控制,如前分析，我们可以得
35、到的结论是： 如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。,华南理工大学,圆形旋转磁场逼近方法,可以利用u1u8它们的线性组合，以获 得更多的与它们相位不同的新的电压空间矢量，最终构成一组等幅不同相的电压空间矢量，从而形成尽可能逼近圆形的旋转磁场 逆变器的输出电压将不是六拍阶梯波，而是一系列等幅不等宽的脉冲波，这就形成了电压空间矢量控制的PWM逆变器,华南理工大学,7.3 转速
36、开环恒压频比控制的变频 调速系统,采用电压频率协调控制时，异步电机在不同的频率下（基频以下）都能获得较硬的机械特性线性段。如果生产机械对调速系统的静、动态性能要求不高，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，即前面介绍过的Eg/1常数的控制方案 。,华南理工大学,7.3.1 电压源型晶闸管变频器异步电机 调速系统,图731 转速开环的交-直-交电压源型变频器-异步电机调速系统原理图,华南理工大学,调速系统分析,UR是可控整流器，用电压控制环节控制它的输出直流电压。VSI(Voltage Souce Inverter)是电压源型逆变器，用频率控制环节控制它的 输出频率。 电压和频率控制
37、采用同一个控制信号Uabs，以保证二者之间的协调。,华南理工大学,设置了积分器GI将阶跃信号转变成按设定的斜率逐渐变化的斜坡信号，从而使电压和转速都能平稳升高或降低。 由于Ugi是可逆的，而电机的旋转方向只能取决于变频电压的相序，并不需要在电压和频率的控制信号上反映极性。因此设置绝对值变换器GAB 。,调速系统分析（续）,华南理工大学,电压控制环节,图7-32电压源型变频器调速系统的电压控制环节ACR-电流调节器 AVR-电压调节器 GF-函数发生器,华南理工大学,电压调节器AVR用以控制变频器的输出电压。电流调节器ACR用以限制动态电流兼起保护作用。函数发生器GF把电压给定信号相对的提高一些
38、，以补偿定子阻抗压降，改善系统调速时（特别是低速时）的机械特性，提高带负载能力。,电压控制环节（续）,华南理工大学,频率控制环节,图733 晶闸管逆变器的频率控制环节 GVF压频转换器 DRC环形分配器 AP脉冲放大环节 DPI-极性鉴别器 GFC频率给定动态校正器,华南理工大学,动态校正器GFC一阶惯性环节，用以延缓频率的变化，希望频率和电压的变化一致起来。压频变换器GVF电压控制的振荡器，将电压信号转变成一系列脉冲信号，脉冲列的频率与控制电压的大小成正比，从而得到恒压频比的控制作用。 环形分配器DRC（具有6分频作用的环形计数器），将脉冲分成6个一组相互间隔60的具有适当宽度的脉冲触发信号
39、。,频率控制环节（续）,华南理工大学,7.3.2 电流源型晶闸管变频器异步电机 调速系统,华南理工大学,与电压源型的区别,电流源型变频器的电压反馈不能从直流电压引出，而改从CSI的输出端引出。用电流微分信号通过GFC来加快频率控制，使它赶上电压变化的步调，GFC中一般采用微分校正。,华南理工大学,7.4 转速闭环转差频率控制的变频 调速系统,本节提要问题提出基本概念控制规律转差频率控制的变压变频调速系统,华南理工大学,问题提出,转速开环变频调速系统可以满足一般平滑调速的要求，但静、动态性能都有限，怎样才能提高系统的静，动态性能呢？,华南理工大学,问题提出（续）,我们知道，任何电力拖动自动控制系
40、统都服从于基本运动方程式提高调速系统动态性能主要依靠控制转速的变化率 d / dt ，根据基本运动方程式，控制电磁转矩就能控制 d / dt ，因此，归根结底，调速系统的动态性能就是控制转矩的能力。,华南理工大学,直流电机的转矩与电流成正比，控制电流就能控制转矩。因此，直流双闭环调速系统转速调节器的输出信号就是转矩电流给定信号，电流环就是转矩环。,华南理工大学,基本概念,将,按照第7.1节恒 Eg /1 控制（即恒 m 控制），公式（7-11）给出机械特性方程,华南理工大学,代入上式，得,（7-42）,令 s = s1 ，并定义为转差角频率；,，是电机的结构常数；,华南理工大学,则当电机稳态运
41、行时，s 值很小，因而 s也很小，只有1的25，可以认为 s Ll2 R2 ，则转矩可近似表示为,（7-43）,华南理工大学,（7-44）,式（7-44）表明，在s 值很小的稳态运行范围内，如果能够保持气隙磁通m不变，异步电机的转矩就近似与转差角频率s 成正比。这就是说，在异步电机中控制s ，就和直流电机中控制电流一样，能够达到间接控制转矩的目的。,华南理工大学,结论：控制转差频率就代表控制转矩，这就是转差频率控制的基本概念。,华南理工大学,控制规律,上面分析所得的转差频率控制概念是在转矩近似公式（7-44）上得到的，当s 较大时，就得采用式（7-43）的精确转矩公式，把这个转矩特性（即机械特
42、性）画在下图，,华南理工大学,可以看出：在s 较小的稳态运行段上，转矩 Te基本上与s 成正比。当Te 达到其最大值Temax 时，s 达到smax值。,图7-35 按恒m值控制的 Te=f (s ) 特性,华南理工大学,对于式（6-12），取 dTe / ds = 0 可得,（7-46）,（7-45）,华南理工大学,在转差频率控制系统中，只要给s 限幅，使其限幅值为,（7-47）,就可以基本保持 Te与s 的正比关系，也就可以用转差频率控制来代表转矩控制。这是转差频率控制的基本规律之一。,华南理工大学,上述规律是在保持m恒定的前提下才成立的，于是问题又转化为，如何能保持m 恒定？我们知道，当
43、忽略饱和与铁损时，气隙磁通m与励磁电流I0成正比，而相量 是定、转子电流向量 、 之差（电流的正方向如图73所示），即,（7-48）,华南理工大学,由图7-3可知,而,代入式（7-48），得,华南理工大学,取等式两侧向量的幅值相等,（7-49）,华南理工大学,I1与转差率s,图736 保持恒定时的I1f(s)函数曲线,华南理工大学,上述关系表明，只要1及 Is 的关系符合上图所示特性，就能保持 m 恒定。这是转差频率控制的基本规律之二。,华南理工大学,总结：在ssm的范围内，转矩Te基本上与s成正比，条件是气隙磁通不变。按式（749）或图7-36的I1f(s)函数关系控制定子电流，就能保持气隙
44、磁通m恒定。,华南理工大学,转差频率控制的变压变频调速系统,图737 转差频率控制的变压变频调速系统结构原理图,华南理工大学,（1）采用电流源型变频器，使控制对象具有较好的动态响应，而且便于回馈制动，实现四象限运行。这是提高系统动态性能的基础。 （2）和直流电机双闭环调速系统一样，外环是转速环，内环是电流环，转速调节器ASR的输出是转差频率给定值, 代表转矩给定。,性能分析,华南理工大学,（3）转差频率信号分两路分别作用在可控整流器UR和逆变器CSI上。前者通过函数发生器GF，按的大小产生相应的信号，再通过电流调节器ACR控制定子电流，以保持m为恒值；另一路按s1的规律产生对应于定子频率1的控
45、制电压，决定逆变器的输出频率。这样就形成了在转速外环内的电流频率协调控制。,性能分析,华南理工大学,（4）转速给定信号 反向时， 、 、 ,都反向。用极性鉴别器DPI来判断极性，以决定环形分配器DRC的输出相序，而 信号本身则经过绝对值变换器GAB决定输出频率的高低，这样就很方便的实现了可逆运行。,性能分析,华南理工大学,7.5 异步电机的多变量数学模型和坐 标转换,本节提要问题的提出三相异步电机的多变量非线性数学模型坐标变换和变换矩阵三相异步电机在两相坐标系上的数学模型,华南理工大学,问题的提出,前两节论述了转速开环、恒压频比控制和转速闭环、转差频率控制两类变压变频调速系统，解决了异步电机平
46、滑调速的问题。当生产机械对调速系统的要求更高时，上述的交流变压变频调速系统还是赶不上直流双闭环调速系统。要实现高动态性能的系统，必须首先认真研究异步电机的动态数学模型。,华南理工大学,7.5.1 三相异步电机的多变量非线性 数学模型,假设条件：（1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间互差120电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；（2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；（3）忽略铁心损耗；（4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。,华南理工大学,物理模型无论电机转子是绕线型还是笼型的，都将它等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数都相等这样，实
47、际电机绕组就等效成下图所示的三相异步电机的物理模型。,华南理工大学,三相异步电动机的物理模型,图7-38 三相异步电动机的物理模型,华南理工大学,从图中看出 定子三相绕组轴线 A、B、C 在空间是固定的，以 A 轴为参考坐标轴； 转子绕组轴线 a、b、c 随转子旋转，转子 a 轴和定子A 轴间的电角度 为空间角位移变量。 规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。,华南理工大学,(1) 电压方程,三相定子绕组的电压平衡方程为,华南理工大学,电压方程（续）,与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为,华南理工大学,上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角
48、标“ ”均省略，以下同此。,式中,R1, R2定子和转子绕组电阻。,A, B, C, a, b, c 各相绕组的全磁链；,iA, iB, iC, ia, ib, ic 定子和转子相电流的瞬时值；,uA, uB, uC, ua, ub, uc 定子和转子相电压的瞬时值；,电压方程（续）,华南理工大学,电压方程的矩阵形式,将电压方程写成矩阵形式，并以微分算子 p 代替微分符号 d /dt,（7-50）,或写成,华南理工大学,(2) 磁链方程,每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组的磁链可表达为,（7-51）,或写成,华南理工大学,电感矩阵,式中，L 是66电感矩阵，其中对角线元素 LAA， LBB， LCC，Laa，Lbb，Lcc 是各有关绕组的自感，其余各项则是绕组间的互感。与电机绕组交链的磁通分两类：与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通；穿过气隙的相间互感磁通（占主要）；,华南理工大学,电感的种类和计算,定子漏感 Ll1 定子各相漏磁通所对应的电感，由于绕组的对称性，各相漏感值均相等； 转子漏感 Ll2 转子各相漏磁通所对应的电感。 定子互感 Lm1与定子一相绕组交链的最大互感磁通； 转子互感 Lm2与转子一相绕组交链的最大互感磁通。,
