1、本科毕业设计（论文）车载逆变电源的设计及仿真燕 山 大 学2011 年 6 月（张耿东）本科毕业设计（论文）（车在逆变电源的设计及仿真）学院（系）：电气工程学院专业：07 级应用电子学生姓名：张耿东学 号：070103030091指导教师：杨国良答辩日期：2011 年 6 月 24 日燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：电气工程学院 系级教学单位：应用电子系 学号 070103030091学生姓名 张耿东专 业班 级 应电 07-1题目名称 车载逆变电源的设计及仿真题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。2.文管类（
2、）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。题目类型 1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目题目来源 科研课题（ ）生产实际（ ）自选题目（ ）主要内容设计一个主要由单相全桥逆变电路、驱动控制电路、升压变压器、输出滤波电路、反馈稳压电路以及辅助电源构成的车载电源的硬件电路系统。主要内容是设计该系统的硬件电路及系统仿真。基本要求1 确定车载逆变电源的拓扑结构及主要数学模型；2 设计 DC-DC变换器、DC-AC 变换器主电路及控制电路、变压器、滤波电路等；3 熟练使用 Matlab/simulink或 pspice软件，对于系统进行仿真分析；4 完成设计说明书一份(不少于 50页)，A0 图纸一张。
3、参考资料1.、电力电子技术及国外期刊等杂志上的发表的有关文章；2.中国学术期刊网；3.洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的 MATLAB仿真.周次 14 周 58 周 912 周 1316 周 1718 周应完成的内容查阅资料，学习理论知识，了解题目概况、工作原理及系统结构。完成系统方案选择，译 5000汉字的英文。进行系统理论分析，熟练运用MATLAB或pspice，完成开题报告和文献综述。系统各部分参数设计与仿真研究；整理仿真实验数据波形并与理论分析比较. 撰写论文撰写论文，画 A0图，准备答辩。指导教师：杨国良职称：副研究员 2010 年 12 月 21 日系级教学单位审批：年 月 日摘
4、要本设计是基于U3988 SPWM 波调制的车载逆变电源，U3988 可输出高精度的SPWM正弦波脉冲序列，同时还具有齐全的检测和保护功能。车载逆变电源前级采用推挽逆变器和高频变压器把交流电压升高，得到380V 的直流电压，其控制芯片为是SG3525A，其性能优异，所需外围器件少，主要特点是输出级采用推挽输出，双通道输出，具有欠压锁定、过压保护和软启动功能，还可通过反馈回路稳定直流输出。其中稳压反馈回路采用的是用三端稳压器TL431和光电耦合器PC817 之间的配合来构成反馈电路，进行取样、调节，隔离。后级逆变电路开关管驱动采用的是IR2110，其具有自举电路设计可方便对开关管的驱动。同时还设
5、计了过/欠压、过流等保护电路，以保护蓄电池及逆变器，在次低压状态下，还可蜂鸣器报警以使使用者及早做出反应。基于对本电源设计、通过仿真、在输出端可得失真较小正弦波。并在负载变化下，输出电压稳定。关键词车载逆变电源；SPWM；高频变压器；U3988；SG3525AAbstractThe design is based on the U3988 SPWM wave modulation of the car power inverter. U3988 can precisely output SPWM wave, and also offers complete functions of detec
6、tion and protection. The forestage of car power inverter adopts the push-pull inverter and high-frequency transformer to turn AC to 380V DC voltage. The control chip is SG3525A .Its performance is high, and the required external components are few. The main characteristics are that the output stage
7、adopts thepush-pulloutput; dualoutput.It possesses the function of under-voltage lockout, overvoltage protection and soft start. Through the feedback loop it has a stable DC output. Regulation feedback loop adopts three-terminal regulator TL431and photo-coupler PC817to comprise forsampling, conditio
8、ning, isolation. The driver of post-stage inverter circuit switch uses the IR2110, which has a bootstrap circuit design. It can easily drive the switch, and also has the over under voltage protection circuit to protect the battery and inverter in the second low-pressure state. The buzzer can alarm,
9、therefore, the user can respond as soon as possible.Based on the design of this power supply,the output can capture a smaller distortion sine wave through simulation. Though the load changes, the output voltage is stable.KeywordsInverter power supply；SPWM ；Highfrequency transformer；U3988 ；SG352目 录摘要
10、 IAbstractII第 1章绪论 11.1 课题背景 11.2 研究现状和发展方向 11.3 车载逆变电源系统结构 31.4 本章小结 4第 2章主电路设计 52.1 DC/DC 变流器工作原理 52.1.1 DC/DC 变换器拓扑结构 52.1.2 PWM 控制技术的工作原理 62.1.3 DC/DC 电路参数设计 72.2 DC/AC 逆变电路 92.2.1 DC/AC 逆变电路拓扑及调制方式 92.2.2 DC/AC 变换电路参数设计 112.3 小信号状态空间平均法 122.3.1 电感电流连续情况下的状态空间平均法 132.4 本章小结 16第 3章控制电路 173.1 逆变升压
11、控制电路 173.1.1 SG352A 芯片功能简介 173.1.2 SG3525A 外围电路参数计算 203.2 DC/AC 逆变控制电路 223.2.1U3988 芯片简介 10223.2.2 IR2110驱动电路及死区电路设计 263.3 SG3525U3988 反馈稳压电路的设计 283.4 本章小结 29第 4章保护电路设计 314.1 过压检测电路 314.2 欠压报警及欠压自动保护电路 314.3 过流检测电路 324.4 本章小结 34第 5章仿真与实验结果 355.1 开环仿真 365.2 闭环设计 385.3 本章小结 41参考文献 43致谢 45附录 146附录 252附
12、录 357附录 466附录 573第 1章绪论1.1 课题背景随着社会的发展，我们已步入了一个“移动”的时代，移动通讯、移动办公、休闲和娱乐等在我们的生活中随处可见。汽车已由最初的代步工具逐渐发展到现在集办公娱乐于一体的交通工具，这个“移动的家”给人们的生活带来了更多的乐趣。目前很多车主“车家一体化”想法日益明显，在车上装备DVD音响系统、车载冰箱、车载电视，使用手机、笔记本电脑等电子产品。目前常用的电器产品，除了可用电池或蓄电池供电的低压直流电外，更多的需要220V的交流电供电。车载逆变器将 12V或24V低压直流转换成220V/50Hz 交流电供一般的电器使用，是一种方便的车用电源转换器。
13、车载逆变器在国外受到了普遍的欢迎，在国外由于汽车普及率较高，将车载逆变器直接与汽车点烟器或蓄电池连接，就可以供一般的电子产品使用，给人们的生活带来很大的便利。自从中国加入WTO，汽车普及率日益提高，车载逆变器作为移动中使用的直流交流电源转换器，将会成为有车一族的必备品。同样车载逆变器和家用的蓄电池及充电器，就可以组成一套平民化的家庭备用电源方案。此外，车载逆变器不仅适用于车载系统，只要有12V直流电源的场合，都可以使用。例如在远离电网的山区及游牧民族生活区，可以利用太阳能电池板及蓄电池和充电器，再配备相应输入电压等级的车载逆变器就可以组成一个独立的光伏发电系统。白天太阳能电池板通过充电器给蓄电
14、池充电，将太用能转化成化学能存储在蓄电池中，晚上将蓄电池接逆变器，可以用于日常的照明、看视等生活用电。作为车上或家庭使用的电源转换器，其性能十分重要，不仅关系到用电电器和整车线路的安全，还关系到驾驶者和使用者的人身安全。因此，开发一款高性能的车载逆变器具有一定的实用价值和广阔的市场前景。 11.2 研究现状和发展方向目前市场上常见的车载逆变器按功率等级大致可以分为75W、100W、150W、300W、500W、800W 、1000W 、1500W、2000W、2500W等规格。车载逆变器的输入为汽车点烟器或蓄电池，一般汽车点烟器10A左右的电流，故点烟器输出的功率约为150W。对于功率等级小于
15、150W的车载逆变器可以直接由点烟器供电，大于150W 功率等级时需直接从车载蓄电池供电，否则会因过流烧毁汽车配件及保险丝。随着车上使用的电器种类增多，对车载逆变器的容量提出了更高的要求，小功率150W及以下规格的车载逆变器已经不能满足人们需求，中大功率的车载逆变器是今后的发展趋势。车载逆变器所带的负载通常为以下几类：第一类：整流性负载，如笔记本电脑、各种充电器、组合式音响、数码相机、打印机、游戏机、影碟机、移动DVD；第二类：电阻性负载，如小型电热器具，电热杯等；第三类：感性负载，车载冰箱、照明灯、电转等电动机型的电器。车载逆变器按输出电压波形主要可以分为两种：方波和正弦波。方波逆变结构简单
16、，控制方便，但方波逆变输出电压谐波含量高，同时带负载能力较差且对使用电器寿命影响较大。随着负载增大，方波中包含的三次谐波分量使负载电流容性分量增加，严重时会损耗逆变器输出滤波电容。最初采用简易的多谐振荡器制作的车载方波逆变器，输出功率小，带负载能力差，已逐步被市场淘汰。近年来提出了准正弦波逆变(即修正正弦波)，可以带电阻和整流桥负载，满足了日常大部分电子产品的要求，效率较高，最高效率约为90，价格适中，是当前市场的主流产品。但是准正弦波其本质是带死区时间的方波，仍然不能满足车载冰箱、日光灯、电风等感性负载的要求。一些精密的设备和感性负载类的电器必须要正弦波供电才能工作，否则，轻则电器设备不能正
17、常工作，重则造成损坏用电设备或大大缩短车载逆变器的寿命。正弦波逆变，弥补了方波逆变的不足，适合任何类型的负载，但是控制相对复杂，效率较低，因此高效率正弦波车载逆变器日益成为一种需求。 2综上所述，作为车载电源转换器，针对其特定的应用场合，必须具有满足以下几个方面的要求：1、安全可靠、效率高，特别是对于功率较大的车载逆变器，对效率的要求更加苛刻。如果发热严重，散热不佳，轻则影响元件的寿命，重则存在火灾的隐患；此外，蓄电池除了接逆变器外还可能直接给直流负载供电，从人身安全角度考虑，逆变器输入输出需要隔离。2、带负载能力强，满足各种常见的用电设备对电源的要求。3、体积小，由于汽车内部空间有限，因此要
18、求车载逆变器体积不能过大而影响汽车的驾驶，故再次对逆变器的效率提出了要求，以减小散热器的体积。4、为了保证汽车的正常启动，各种仪表指示，确保蓄电池不能过度放电，必须设有相应的欠压保护；此外当逆变器出现异常时能够迅速的切断输出，防止因故障影响蓄电池及逆变器的寿命或火灾的发生。5、噪声小，不能因其带来的噪声影响了使用的舒适度。1.3车载逆变电源系统结构直流输入逆变电路SG3525AU3988高频升压电路整流电路交流输出驱动电路交流稳压电路过/欠压检测直流稳压电路 过流检测电路蜂鸣器报警图1-1 车载逆变电源系统框图图1-1为车载逆变电源的系统框图，直流输入DC12V电压经过高频升压电路并经过整流电
19、路后输出DC 380V。DC 380V再经过逆变输出AC 220V 50Hz。其中高频升压的电路的控制通过芯片SG3525A 实现。交流逆变部分的SPWM波的生成通过U3988芯片实现。电路中具有过 /欠压等保护电路以及报警电路。其中过/欠压检测电路通过检测汽车蓄电池的电压，并将其反馈给SG3525A实现对电路及蓄电池的保护。过流检测电路检测负载端的电流并将信号反馈给SG3525A实现对电源的保护。直流稳压电路检测直流输出将信号反馈给SG3525A以调节脉冲波得宽度实现稳压功能。交流稳压电路检测输出的正弦波将信号反馈给U3988是输出正弦波幅值稳定。同时 U3988还具有报警功能，将其引脚接到
20、LED及蜂鸣器。可以显示逆变器的工作状态及故障信息。1.4 本文主要研究内容第一章，阐述了车载逆变电源的应用背景、研究现状和发展方向。对整个车载逆变电源的系统结构进行了说明。第二章，分析了车载逆变电源的主电路拓扑结构，采用了前级逆变升压，后级 SPWM 调制逆变电路，并对其工作原理进行说明。同时也进行了主电路参数的设计，并建立了小信号模型。第三章，介绍了车载逆变电源的控制策略。前级 DC/DC 变换器采用SG3525A，后级采用 U3988 输出高精度的 SPWM 波对逆变电路进行控制，其中 DC/AC 变换电路开关管的驱动采用 IR2110 芯片。通过输出电压检测将信号反馈给 SG3525A
21、 及 U3988 以实现输出电压的稳定。第四章，对保护电路进行了设计，包括过压检测、欠压报警及欠压自动保护电路、过流检测电路等。以保证用电设备与电源的安全。第五章，电路仿真分析。第 2章主电路设计对于主电路的设计主要采用前级逆变升压，后级逆变的电路结构，本章对电路拓扑进行了说明，对主电路参数进行了设计。下面详细叙述。2.1DC/DC变流器工作原理要完成DC 12V到AC 200V/50Hz的电源转变，首先要想办法把DC 12V 的低压电源转变为相对较高的电压源(DC 380V左右)，因为只有这样才能进一步将其转换为国内普通电器通用的AC 220V电源。逆变升压电路我们采用了现在较为流行的开关电
22、源设计方式一PWM(脉冲宽度调制 )技术，这使得变换器能够具有效率高、调压方便灵活、体积小、重量轻等优点。2.1.1DC/DC 变换器拓扑结构图 2-1 DC/DC 变换器拓扑结构图2-1 给出了“推挽逆变高频变压全桥整流”变换器的基本电路拓扑。通过控制两个功率开关M 1和M 2以相同的开关频率交替导通，每个功率开关的占空比相等且均小于50%，留出一定死区时间以避免M 1和M 2同时导通，将直流输入电压变成高频方波电压，通过高频变压器进行升压，再经过次级全桥整流、滤波后得到所期望的直流电压。由于功率开关可承受的最小反向电压为输入直流电压的两倍，而电流为额定电流，所以推挽电路一般用在输入电压较低
23、的中小功率场合。推挽式电路的优势在于提高了电压利用率和磁芯利用率而又不增加开关数量。这种拓扑结构也是正激变换器的一种组合演化形式。由于两个开关管交替工作使磁芯双向磁化因而不需要专门的去磁复位环节。由于开关管交替工作时加在原边绕组上的是输入电源电压，因此这种电路的电压利用率与桥式电路一样。开关转换过程中的能量转移过程也与桥式变换器类似。与桥式、半桥式电路相比，推挽式电路的主要缺点主功率管开关上承受的电压高达两倍的输入电压。如果考虑杂散电感造成的尖峰电压，那么开关所承受的电压还要高。另外，变压器的初级绕组比全桥式电路多了一倍，增加了材料成本和制作难度。可见推挽式电路的电源电压利用率高的优点是用开关
24、承受高电压的代价换来的。2.1.2PWM 控制技术的工作原理PWM（Pulse Width Modulation的缩写）技术即脉冲宽度调制技术，它是指工作频率恒定不变(即工作周期不变)，通过改变功率开关导通时间或截止时间来改变占空比的方式达到最终调节输出电压的目的 3。SG3525A工作原理是：由产生锯齿波发生器一个固定频率，脉冲幅度恒定的一串锯齿波V 1，并送到比较器的反相端。在反相运算放大器的同相输入端(+) ，接上幅度恒定的参考电压，在它的反相输入端(-) ，送入幅度可调的直流电平，该输入信号经过运算放大器放大后，在其输出端产生一个直流电压V 2。电压V 2又被送到比较器的同相端(+)
25、。这样在比较器的输出端。由于0t 1期间，V 2的幅度大于锯齿波的幅度，这样在比较器的输出端将产生一个宽度为0t 1的脉冲。反之，在t 1t2期间，由于锯齿波的幅度大于直流电平V 2，在比较器的输出端，将输出低电平。依次类推，在比较器的输出端将输出一串宽度为 的矩形电压脉冲。显然，只要将2312ttt运算放大器的输出电压V 2提高，则比较器输出的电压脉冲宽度将随之增宽。这是由于随着V 2的增大，V 2幅度大于锯齿波V 1，幅度的持续时间将增大，因此在比较器的输出端输出高电平的持续时间也会生长的缘故。一旦V 2幅度小于V 1幅度，比较器将输出低电平。因此，只要适当的调节运算放大器反相输入端的输入
26、幅度，就可以很方便地调节电压脉冲V 3的宽度，本设计就是利用这样的控制原理，即通过调节反馈电压幅度大小的办法来实现输出电压有效值的调节。本设计采用的是推挽式变换器，所以要相应的将PWM信号分为两组，分驱动两组MOS管。（具体电路参考第三章3-1SG3525A原理图）2.1.3 DC/DC 电路参数设计2.1.3.1 MOS管的选择功率MOS管的选择也是相当关键，它决定了产品抗干扰性和长时间工作的稳定性。INTERNATIONAL RECTIFIER公司生产的“IRF3205”功率 MOS管，其各种性能均能满足设计的需要。IRF3205采用TO-220AB封装形式，耐电压V DSS=55V，导通
27、内阻R DS(on) = 8m(这么小的内阻，使该MOS管工作在大电流的情况下仍能保持良好的性能。想一下，工作在20A电流的情况下功率损耗仅为3.2W左右)，持续工作电流ID=110A，而瞬时峰值电流更高，可以达到390A。器件的表面温度更可以承受175的高温。而 SG3525A脉冲控制电路的驱动电压幅度，推拉电流能力都与该款功率MOS管相适应。因为本设计的输出功率为200W，正常情况下，通过MOS功率开关管的电流可以达到： I=200W/12V/90%=18.5A(按转换效率90%计) 。2.1.3.2 二极管的选取整流二极管的电压应力为 Vd=Vo=380V,二极管电流平均值Iav=Io=
28、1.4A二级管的峰值电流在功率为200W时，经过仿真如图得到其I pd=4.5A选取超快速二极管MUR1560，其参数如下VPRM=600V，I F=15A，t rr=60ns，V FF=1.2V2.1.3.3输出电容的选取按DC/DC变换器关断20ms，直流母线电压电压跌落不低于 60V，即直流母线电压不得低于320V，则输出电容：(21)uFVTPCdcO1902min其中P o=200W，T=20ms，V dc=380V，V dcmin=320V实际取C O=200uF，耐压600V。2.1.3.4 变压器参数的计算 4高频变压器设计方法有面积乘积（AP）法和磁芯几何参数(K G)法。采
29、用前者设计200W 高频变压器。推挽变压器的主要参数为：原边额定供电电压UP=12V，最低供电电压 UP(min)=10V。副边为全桥整流电路，期望输出电压UP(MIN)=380V，输出电流I S=0.53A，开关频率f s=60Hz，初定变压器效率=0.90 ，工作磁通密度 BW=0.3T。1、计算总视在功率P T设次级反相快速恢复二极管的压降U DF=0.6*2=1.2V，则(2-2)VAOT 1349.0222、计算磁芯截面积乘积AP值取窗口使用系数K=0.4，方波的波形系数 Kf=4，电流密度比例系数Kj=232，工作磁通密度B w为0.3T，由磁芯决定的常数X=-0.17，得AP值(
30、2-3)41043.cmfkPAxmsT考虑到10%裕度，AP=1.5*1.1=1.65cm 4，查表选择磁芯，其AP=AWAE为1.67cm 4，平均匝长MLT=9.3cm。3、计算原边绕组匝数N P按照最低输入电压为8V计算，匝数指中心抽头至任意一端的匝数。(24) 匝2.1025481034min esPBfKU实取2匝4、计算副边绕组匝数考虑两个二极管的压降和最大可利用占空比为42%，取副边电压US=380+1.2=381.2V则(2-5) 匝3.67512.40382maxPDN实取76匝。5、计算原边绕组电流I P(2-6) AUPO27.908)min(5、计算电流密度(2-7)
31、27.1j cm/0.63AKJX7、计算原边绕组裸线面积注意电路中有中间抽头时，I P需乘上0.707校正因数，则(2-8)2cm65.0297.07.JIAPX选取AWG#11 ，A XP=2*0.0526cm2，/cm=41.37/2=20.698、计算原边绕组电阻(2-9)0385.1cm6-PPNMTLR综合上述，变压器磁芯选择EI40，原边绕组匝数为2匝，副边绕组匝数为76匝。为了避免电容过渡充，电阻R ZL=100K与电容并联。2.2DC/AC逆变电路本设计的DC/AC 逆变电路采用的是 SPWM波调制，采用SPWM波调制主要目的是为了减少输出电压中的谐波成分，经过滤波得到较理想
32、的正弦波。2.2.1DC/AC逆变电路拓扑及调制方式单相桥式逆变电路如图 2-2 所示。全桥逆变电路的工作需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管 M1、M 4 同时导通和关断。M 2、M 3 同时导通关断。输入直流电压为 Vcc，R 代表逆变器的负载。当开关 M1、M 4接通时，电流流过 M1、R 和 M4，负载上的电压极性是上正下负；当开关M1、M 4 断开， M2、M 3 接通时，电流流过 M2、R 和 M3，负载上的电压极性反向，把直流电变成了交流电。图2-2 DC/AC逆变电路拓扑 52.2.1.1SPWM调制方式本电路采用的是调制方式为SPWM调制方式开关管驱动波形如图2-3所
33、示，图2-4为未经过滤波时输出电压波形。下面将为简要叙述积等效法SPWM波产生的基本原理。Time20.0ms 2.0ms 24.0ms 26.0ms 28.0ms 30.0ms 32.0ms 34.0ms 36.0ms 38.0ms 40.0ms 42.0ms 4.0ms 46.0msV(R1:1,0)-10.0V0V10.0V-15.3V15.5V图 2-3 开关管驱动波形在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。把正弦波一个周期分成脉宽相等的 2N 等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴包围的面积分别用与此面积
34、相等的等幅不等宽的矩形脉冲来代替，且矩形脉冲的中点与正弦波相应等分的中点重合。这种按面积相等原则构成与正弦等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，即正弦波脉宽调制(SPWM)波形。单极性和双极性正弦脉宽调制是正弦脉宽调制的两种基本形式。Time4.0ms 48.0ms 52.0ms 56.0ms 60.0ms 64.0ms 68.0ms 72.0ms 76.0ms 80.0ms 84.0ms 8.0ms 92.0ms41.4ms 95.3msV(M1S,M2S)-250V0V250V-47V460V图2-4 未经滤波的双极性SPWM波2.2.2DC/AC变换电路参数设计2.2.2.1 开关管的选
35、取逆变器开关管电压应力为V ids=Vdc=380V逆变器的电流有效值为I=P/V ac=200/220=0.9A开关管的的电流峰值I ipk= 1.22=逆变器开关频率f is=20kHz，选取MUR460 。Vds=500V，I ds=20A，R ds=0.27，T r=59ns，T ON=18ns，T f=58ns2.2.2.2 输出滤波电感选取输出滤波电感之所以能够提高输出波形的质量是因为逆变器输出波形中的高次谐波主要降落在电感两端，要保证输出电压的谐波含量较低，滤波电感的高频阻抗与滤波电容相比不能过低，因此电感值不能取得太小。增加电感量可以有效的抑制低次谐波，但是增大电感量其体积和重
36、量以及电感上的线损也会相应增加。电感值越大，动态响应时间越长，波形畸变严重，减小电感，可以改善动态特性，但是电流纹波增大，故电感的取值要综合考虑。本设计选取电感电流的纹波为输出电流I ac的30(2-10)mHfIVITwttLisacdacisdcf 8,4%3014insix2实际取L f=5.5mH2.2.2.3 输出滤波电容选取滤波电容的作用是和滤波电感一起滤除电压中的高次谐波，保证输出电压THD的要求，C f越大，THD越小，流过逆变器的无功电流增加，增加逆变器的电流晷量，同时导致系统的体积增大，效率降低。滤波电容过小将会导致输出电压的失真度变大。滤波电容的选取原则是在满足THD的条
37、件下，取值尽量小。在滤波电容选取时，一般无功电流 。I omix为输出电0.5流最大有效值。(2-11)90.2oacVpI可得 因为AIcf45fcfCVI2sin(2-12)uCf .6sin同时滤波器的截止频率不高于1KHz，(2-13)102ffL得到 f，实际取C f为5uf/250VAC。4.6为了避免在空载时电容过渡充电在其输出端并联电阻R L=100K2.3 小信号状态空间平均法 7本质上，开关系统是一个强非线性系统，为了处理上的简单，我们将开关器件理想化：忽略其导通压降和反向漏电流，认为开关非通即断，转换过程在瞬间完成。基于高频网络平均原理我们知道这样一个事实：在非线性高频开
38、关和低频线性储能元件的混合系统中，低频元件的响应虽然受高频开关器件影响，但同时也必须受自身的基本运行规律制约，因此，最终的响应结果等价于某个受控源作用于低频元件组成的网络。也就是说，变换器中的低频元件所表现出来的低频滤波器性质，把高频开关元件的高频激励动作“平均化”的结果就是变换器的系统响应。这其实就是高频网络平均原理。基于这样的事实和电感电流连续的前提，我们可以使用状态方程组来描述开关网络的开关导通和关断着两种状态下各个线性器件电器参量之间的关系。2.3.1电感电流连续情况下的状态空间平均法对于任意一个变换器，在 期间可以写出状态方程：SDTt0(2-14)ivBxAdt1(2-15)Cy1
39、在 期间。可以写出状态方程：(2-16)ivxt2(2-17)y式中x是系统的状态变量，一般可以选为电感电流、电容电压。y是要研究的输出变量，一般为输出电压或者是输出电流等。A1，A 2系数矩阵B1，B 2输入矩阵C1，C 2输出矩阵由于开关状态不断地转换。系统中低频线性元件的响应状态受到两组方程的共同制约，根据高频网络平均原理，其等价系统状态可以用以上两组状态方程组的时间加权平均来表示。这样就得到了一个新的状态方程组：(2-18)ivBDADdtx 2121 xCy21于系统中的各个参量的动、静态关系，可以写出如下： XxyYdDiiivV式中大写字母表示静态量，小写字母表示动态量，带号的项
40、表示微小增量。将上式各变量关系带入等效方程组，得：(2-19)iivBxXAdtx(2-20)CyY令(2-21)21D(2-22)B(2-23)因为存在静态关系：(2-24)ViXA0(2-25)CY所以可以得到等价增量方程组： iii vdBxdAdBvtx 2121 21(2-26)xXy2上式实际是非线性方程组在某一静态点X、V i处得展开的增量表达式。其中含有的dx和dv i项忽略，就可以得到反映对象低频小信号特性的平均状态方程：(2-27)dVBXAxVAdtx i2121(2-28)Cxy如果希望使用传递函数研究系统，则可以将上式做拉普拉斯变换，转成便于频域分析的形式：(2-29
41、)sdVBXAsvBxAs ii 2121(2-30)sdCy整理上式可得：(2-31)ssIvsIx ii 21211(2-32)dXVBXACyii 212121式中I是单位矩阵。当我们研究系统动态系统动态特性时往往略去增量标志，直接使用变量表示动态关系，这样可以得到个传递函数表达式。根据DC/DC变换电拓扑结构可得DC/DC变换电路运算电路如图2-5所示图2-5 DC/DC变换电路运算电路可得其传递函数为G(S)，其中H(S)为滤波电路传递函数(2-33)1)(2sRLCSH(2-34)(SNVG将电路参数带入其中可得(2-35)1013.)( 627S未加补偿环节时其伯德图为：-500
42、50100Magnitude (dB)102 103 104 105-180-135-90-450Phase (deg)Bode DiagramGm = Inf dB (at Inf rad/sec) , Pm = 0.00914 deg (at 1.91e+004 rad/sec)Frequency (rad/sec)图2-6 未加补偿环节时的波特图10-2 10-1 100 101 102 103 104-270-180-900Phase (deg)Bode DiagramGm = -39.9 dB (at 1.74e+03 rad/sec) , Pm = -89.3 deg (at 1.
43、87e+03 rad/sec)Frequency (rad/sec)-10-50050Magnitude (dB)图2-7 加补偿环节是的波特图从图2-6 中可以看出此系统没有幅值裕量，相角裕量为0.061；截止频率为19.1kHz ，显然系统是不稳定的。采用比例积分校正，可以提高系统的稳定性和精度以及系统的抗高频干扰能力。(2-36)SKGP1)(根据电源稳态精度的要求，取K P = 2，为了保证系统的相角裕量。校正后系统的穿越频率取1/10倍的滤波器转折频率，即 fc=120Hz。由Kp和偿后的穿越频率确定 =0.8s。补偿后的系统开环波特图如图2-7所示，穿越率为123Hz，相角裕量为
44、90，幅值裕量为10dB，系统是稳定的。2.4 本章小结本章对车载逆变电源主电路的设计思想进行了阐述。详细分析了主要电路部分的工作过程，建立了相应的数学模型并求解分析。对 SPWM 原理机进行了简要说明。对所使用的关键器件进行了选择。主要电路部分包括逆变升压电路和 SPWM 调制电路两部分。第 3章控制电路3.1逆变升压控制电路在逆变升压电路中，其核心控制器件便是 PWM 开关电源控制电路。本设计中采用了 SG3525A 脉冲控制电路，SG3525A 电路与早期的 PWM 电路相比，功能比较完整，能真接驱动功率 MOS 管，具有内基准电压源、运放及欠压保护功能，外围线路简单，应用相当方便。它采
45、用了 16 脚双列直插式封装形式，内部设置了 PWM 电路的全部功能和比较完善的支持电路。它的开关频率较高，输出电路的结构为图腾柱式，能适应新型的功率开关管，便于开关电源高频化，小型化。 83.1.1SG352A芯片功能简介3.1.1.1SG3525A电路各管脚的定义如下图3-1 SG3525A内部逻辑图 9INV INPUT(反相输入端、 1脚)：误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1.5V5.2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反
46、馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。NI INPUT(同相输入端、2脚)：此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2.5V的基准比较电压INV INPUT端的取样电压相比较。SYNC(同步端、3脚)：为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别与他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。 OSC OUTPUT(同步输出端、 4脚)：同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频
47、率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0.6V 到3.5V 。Ct(震荡电容端、5脚)：震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001uf到0.1uF。正常工作时，在C r两端可以得到一个从0.6V到3.5V变化的锯齿波。 Rt(震荡电阻端、6脚)：震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决定了内部恒流值对C r充电。其取值范围为2K到150K 。R r和C r越大充电时间越长，反之则充电时间短。 DISCHATGE RD(放电端、 7脚)：C t的放电由5.7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽
48、。其取值范围为0到500。放电电阻R D和C T越大放电时间越长，反之则放电时间短。SOFTSTATR(软启动、8脚)：比较器的反相端即软启动器控制端8，可外接软启动电容。该电容由内部V f的50uA恒流源充电。 COMPENSATION(补偿端、9脚)：在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1.5V到5.2V。SHUTDOWN(关断端、10脚) ：10端为PWM 锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位。在电路异常时，只要脚10电压大于0.7V，三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用。（输入高电平关闭信号）OUTPUT A，OUTPUT B(脉冲输出端、11、14脚 )：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。11脚和14脚相位相差180，电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重叠导通。在重叠处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在Vc处接一个约0.luf的电容滤去电压尖峰。GROUND(接地端、12脚)：
