1、一种反激同步整流 DC-DC 变换器设计摘 要 ： 对反激同步整流在低压小电流 DCDC 变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验证了该电路的实用性。关键词： 反激变换；同步整流；电路拓扑引言低压大电流 DC-DC 模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。本文针对 36V-75V 输入，3.3V/15A 输出的二次电源模块，
2、在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。反激同步整流基本的反激电路结构如图 1。其工作原理：主 MOSFET Q1 导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流 Ip 上升斜率由 dIp/dt=Vs/Lp 决定，磁芯不饱和，则 Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从 Br 增加到工作峰值 Bm；Q1 关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量 应等于反激期间内的磁通变化量，即：VsTon / N
3、pVsToff / Ns从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏秒值必然等于副边每匝绕组的伏秒值。反激变换器的拓扑实际就是一个 BUCKBOOST 组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于 CCM 的模式下，其电压增益MVo/VsKD/(1D)(K 为原副边匝数比)用 PMOSFET 和 MOSFET 替代图 1 中的萧特基二极管，可以实现同步整流的 4 种电路结构如图 2 和图 3反激电路的开关电压波形见图 4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。设计的关键点在于同步整流管的位置与驱动电路的结构配合、波形的整形限幅和死区控制。图 1 基
4、本反激电路结构图图 2 由 NMOSFET 构成的反激同步整流电路结构图 3 由 PMOSFET 构成的反激同步整流电路结构图 4 CH1整流管实验波形/ CH2主开关实验波形图 5 一种实际的外驱电路图 6 增加驱动能力的外驱电路图 7 由 NMOSFET 构成的反激同步整流自驱动电路结构图 8 由 PMOSFET 构成的反激同步整流自驱动电路结构图 9 反激同步整流半自驱电路结构图 10、Vgs 驱动波形，CH1 同步整流管，CH2 主开关管图 11、Vds 波形，CH1 同步整流管，CH2 主开关管图 12 转换效率曲线反激同步整流驱动电路选择同步整流管的驱动方式有三种：第一种是外加驱动
5、控制电路，优点是其驱动波形的质量高，调试方便。缺点是：电路复杂，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究价值，基本没有应用价值。图 5 是简单的外驱电路，R1D1 用于调整死区。该电路的驱动能力较小，在同步整流管的 Ciss 较小时，可以使用。图 6 是在图 5 的基础上增加副边推挽驱动电路的结构，可以驱动 Ciss 较大的 MOSFET。在输出电压低于 5V 时，需要增加驱动电路供电电源。第二种是自驱动同步整流。优点是直接由变压器副边绕组驱动或在主变压器上加独立驱动绕组，电路简单、成本低和自适应驱动是主要优势，在商业化产品中广泛使用。缺点是电路调试的柔性较少，在宽输入低压范围时，有些波形需
6、要附加限幅整形电路才能满足驱动要求。图 7 和图 8 是四种反激同步整流的电路结构。由于 Vgs 的正向驱动都正比于输出电压，调节驱动绕组的匝数可以确定比例系数，且输出电压都是很稳定的，所以驱动电压也很稳定。比较麻烦的是负向电压可能会超标，需要在设计变压器变比时考虑驱动负压幅度。第三种是半自驱。其驱动波形的上升或下降沿，一个是由主变压器提供的信号，另一个是独立的外驱动电路提供的信号。图 9 是针对自驱的负压问题，用单独的放电回路，提供同步整流管的关断信号，避开了自驱动负压放电的电压超标问题。实验结果根据图 7 电路，设计了一台 15W 样机，输入电压 3675V，输出 5V/3A，体积 50m
7、m/25mm/8.5mm。开关频率 300kHz，磁心选用国产 FEY12.5，变压器匝比 3:1，磁心中柱气隙 0.2mm。同步整流管选择的主要依据是：整流管导通电阻尽量小，电压和电流不超过整流管的电压和电流限值，这里选用 Motorola 公司的 MTB75N05HD( Vds=50V，Rds=7m )同步整流管的驱动波形如图 10，为标准的矩形波。实测的效率曲线如下，低压满载时在 87以上。与萧特基二极管整流的典型效率 82相比，模块损耗减少了 30。结语理论分析和样机验证，证明反激同步整流的的效率在低压输出条件下有明显的优势，模块本身的功耗比萧特基整流低 30，可以提高 30的模块功率
8、密度，具有极大的推广和应用价值。参考文献1 曹箫洪，石文，许建平。“同步整流技术的新进展”，电力电子技术，1999 年，第二期2 阮新波，严仰光，“直流开关电源的软开关技术”，科学出版社，2000 年一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由 3 部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达 1
9、.01.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约 0.6V 的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用 3.3V 甚至 1.8V 或 1.5V 的供电电压，所消耗的电流可达 20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的 50。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（1840） PO，占电源总损耗的 60以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约 DCDC 变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET，来取代
10、整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高 DCDC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFET 属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图 1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图 1 所示，V 1及 V2为功率 MOSFET，在次级电压的正半周，V 1导通，V 2关断，V 1起整流作用；在次级电压的负半周，V 1关断，V 2
11、导通，V 2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括 V1及 V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于 1MHz 时，导通损耗占主导地位；开关频率高于 1MHz 时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路 图 2 单端降压式同步整流器的基本原理图 该电路的基本特点是： 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波； 3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出
12、电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有 2 路，而在中间抽头的拓扑中有 3 路； 5）动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。三、电路实例分析 16.5W 同步整流式 DCDC 电源变换器的设计 下面介绍一种正激、隔离式 16.5WDCDC 电源变
13、换器，它采用 DPASwitch 系列单片开关式稳压器 DPA424R，直流输入电压范围是3675V，输出电压为 3.3V，输出电流为 5A，输出功率为 16.5W。采用 400kHz 同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为 48V 时，电源效率 =87。变换器具有完善的保护功能，包括过电压欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。 由 DPA424R 构成的 16.5W 同步整流式 DCDC 电源变换器的电路如图 6 所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由 C1、 L1和 C2构成输入端的
14、电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。 R1用来设定欠电压值（ UUV）及过电压值（ UOV），取 R1=619k 时， UUV=619k50A2.35V=33.3V， UOV=619k135A2.5V=86.0V。当输入电压过高时 R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。 R3为极限电流设定电阻，取 R3=11.1k 时，所设定的漏极极限电流 I LIMIT=0.6ILIMIT=0.62.50A=1.5A。电路中的稳压管 VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。 图 6 16.5W 同步整流式 DCDC 电源变换器的电路 该电源采用漏源通态电
15、阻极低的 SI4800 型功率 MOSFET 做整流管，其最大漏源电压 UDS(max)=30V，最大栅源电压 UGS(max)=20V，最大漏极电流为 9A（25）或 7A（70），峰值漏极电流可达 40A，最大功耗为 2.5W（25）或 1.6W（70）。SI4800 的导通时间 tON=13ns（包含导通延迟时间 td(ON)=6ns，上升时间 tR=7ns），关断时间 tOFF=34ns（包含关断延迟时间 td(OFF)=23ns，下降时间tF=11ns），跨导 gFS=19S。工作温度范围是55150。SI4800 内部有一只续流二极管 VD，反极性地并联在漏源极之间（负极接D，正极接 S），能对 MOSFET 功率管起到保护作用。VD 的反向恢复时间 trr=25ns。
