1、正激变换器中变压器的设计 胡宗波,张波(华南理工大学电力学院雅达电源实验室,广东广州 510640)摘 要:详细介绍了高频开关电源中正激变换器变压器的设计方法。按照设计方法,设计出一台高频开关电源变压器,用于输入为 48V(3672V),输出为 2.2V、20A 的正激变换器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。关键词:高频开关电源;正激变换器;开关电源变压器1 引言电力电子技术中,高频开关电源的设计主要分为两部分,一是电路部分的设计,二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言,磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计,不但要求设计者拥有全面的理论知识,而且要有丰富的实践经验。在磁
2、路部分设计完毕后,还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见,在高频开关电源的设计中,真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此,本文将对高频开关电源变压器的设计,特别是正激变换器中变压器的设计,给出详细的分析,并设计出一个用于输入 48V(3672V),输出 2.2V、20A 的正激变换器的高频开关电源变压器。2 正激变换器中变压器的设计方法正激变换器是最简单的隔离降压式 DC/DC 变换器,其输出端的 LC 滤波器非常适合输出大电流,可以有效抑制输出电压纹波。所以,在所有的隔离 DC/DC 变换器中,正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。
3、但是,正激变换器必须进行磁复位,以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多,包括第三绕组复位、RCD 复位 1,2、有源箝位复位 3、LCD 无损复位 4,5以及谐振复位 6等,其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位,拓扑结构如图 1 所示。开关电源变压器是高频开关电源的核心元件,其作用有三:磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下,将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上,经开关电源变压器的电磁转换,输出所需要的电压,将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏,不仅影响变压器本身的发热和效率,而且还会影响到高频开
4、关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时,对磁芯材料的选择,磁芯与线圈的结构,绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态,分布参数的影响不能忽略,这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值,在变压器的线圈结构设计中实现,而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。 2.1 变压器设计的基本原则在给定的设计条件下磁感应强度 B 和电流密度 J 是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后,变压器的功率 P 与 B 和 J 的乘积成正比,即PBJ。当变压器尺寸一定时,B 和 J
5、 选得高一些,则某一给定的磁芯可以输出更大的功率;反之,为了得到某一给定的输出功率,B 和 J 选得高一些,变压器的尺寸就可以小一些,因而可减小体积,减轻重量。但是,B 和 J 的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如,若 B 过大,激磁电流过大,造成波形畸变严重,会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若 J 很大,铜损增大,温升将会超过规定值。因此,在确定磁感应强度和电流密度时,应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。2.2 各绕组匝数的计算方法正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁,要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时,次级也同时工作。1)计算次级绕组峰值电流 IP2变压器次级绕组
6、的峰值电流 IP2 等于高频开关电源的直流输出电流 Io,即式中:D 是正激变换器最大占空比。3)计算初级绕组电压幅值 Up1Up1=UinU 1(3)式中:Uin 是变压器输入直流电压(V);U1 是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和(V)。4)计算次级绕组电压幅值式中:U o是变压器次级负载直流电压(V);U 2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和(V)。5)计算初级电流有效值 I1忽略励磁电流等影响因素,初级电流有效值 I1 按单向脉冲方波的波形来计算:6)计算去磁绕组电流有效值 IH去磁绕组电流约与磁化电流相同,约为初级电流有效值的 510,即8)确定磁芯尺寸 7首先确定铜
7、耗因子 Z,Z 的表达式为式中: 是环境温度(); 是变压器温升()。然后计算脉冲磁感应增量 Bm,B m=KBBm(10)式中:K B是磁感应强度系数;Bm是磁芯材料最大工作磁感应强度(T)。对于 R2K 铁氧体磁芯,最大工作磁感应强度是 0.3T。磁感应强度系数 KB 可以从图 2 所示的磁感应强度系数曲线图得出,它取决于输出功率 P2(W),工作频率 f(kHz)和变压器平均温升 ()。变压器所需磁芯结构常数 Y 由下式确定式中:Y 是变压器所需磁芯结构常数(cm5);q 是单位散热表面功耗(W/cm 2),q 可以从温升和 q 值关系曲线中得出,如果环境温度为25,变压器温升为 50,
8、对应的 q 值为 0.06。计算出 Y 之后,选择磁芯结构常数 YcY 的磁芯,然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积 St(cm2),等效截面积 Ae(cm2)等磁芯参数,或者自行设计满足结构常数的磁芯。9)计算初级绕组匝数(N1) 7式中:U pi是次级各绕组输出电压幅值(V)。11)计算去磁绕组匝数对于采用第三绕组复位的正激变换器,复位绕组的匝数越多,最大占空比越小,开关管的电压应力越低,但是最大占空比越小,变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力,一般选择去磁绕组匝数(NH)和初级绕组匝数相同,即NH=N1(14)需要注意的是,应该确保初级绕组和去磁绕组
9、紧密耦合。2.3 确定导线规格1)计算变压器铜耗 Pm根据变压器平均温升确定变压器总损耗,减去磁芯损耗即得出铜耗,再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。式中:St 是变压器表面积(cm2);Pb 是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗(W/kg);Gc 是磁芯质量(kg)。在实际计算中,铜耗可以按总损耗的一半处理。2)计算铜线质量 Gm式中:l m是线圈平均匝长(cm);SW是磁芯窗口面积(cm 2);Km是铜线窗口占空系数,定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值,一般选取范围在 0.250.4 之间,采用多股并绕时应选
10、取较小值。3)计算电流密度 J4)计算导线截面积 Smi和线径 di式中:I i是各绕组电流有效值(A)。计算所需导线直径时,应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于 2 倍趋肤深度时,应尽可能采用多股导线并绕。采用 n 股导线并绕时,每股导线的直径 din按下式计算。如果采用多股导线并绕,导线的股数太多,可以采用铜箔。在使用铜箔时,铜箔的厚度应该小于两倍的趋肤深度,铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。在计算完毕后,校验窗口尺寸,计算分布参数,校验损耗和温升等。3 应用实例设计一个用于输入为 48V(3672V),输出为 2.2V、20A 的正激变换器的高频开关电源变压器,工作频率是 20
11、0kHz,最大占空比为 0.45,采用第三绕组复位,铜线的趋肤深度为=0.148mm。按照上述设计方法,设计的高频开关电源变压器如下:磁芯规格 EFD20,磁芯材料为 3F3,A e=31.0mm2,Philips;初级绕组 16 匝,采用型号为 AWG31 的铜线,6 股并绕;复位绕组 16 匝,采用型号为 AWG33 的铜线;次级绕组 2 匝,采用厚度 t=0.1mm,宽度 b=14mm 的铜箔,两层并绕,即截面积 S=2.8mm2。在最终确定导线规格时,均保留了一定的裕度。为使各绕组耦合良好,采用交错绕线技术,如图 3 所示 8,其中 P1 和 P2 为变压器初级绕组,并联;S 1和 S
12、2为变压器次级绕组,并联;R 为变压器复位绕组。那么,初级绕组采用 AWG31 的铜线,两层;次级绕组采用采用厚度 t=0.1mm,宽度 b=14mm,即 S=1.4mm2 的铜箔,两层。设计出的变压器的初级励磁电感值实测为 Lm=320.40H,次级电感值实测为 Ls=5.18H,初级漏感电感值实测约为 0.18H。该变压器在正激变换器中的工作特性很好。4 结语本文详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法,并结合具体设计任务,设计出一个用于48V(3672V)输入,2.2V、20A 输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。参考文献1BridgeCD.Clamp
13、voltageanalysisforRCDforwardconvertersC.AppliedPower ElectronicsConferenceandExposition,2000.APEC2000.FifteenthAnnualIEEE,Volume:2,2000,Page(s):959965vol.2.2JovanovicM.M,ZhangMTandLeeFC.Evaluationof synchronousrectificationef ficiencyimprovementlimitsinforwardconvertersJ.IndustrialElectronics,IEEETr
14、ansactionson,Volume:42Issue:4,Aug.1995.Page(s):387395.3QiongLi,LeeFCandJovanovicMM.Designconsiderations oftransformer DCbiasofforward converterwithactiveclampresetC.AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,1999.APEC99.FourteenthAnnual,Volume:1,1999,Page(s):553559,vol.1.4NinomiyaT,TanakaTandHar
15、adaK. Analysisandoptimizationofanon dissipativeLCturn offsnubberJ.PowerElectronics,IEEETransactionson,Volume:3Issue:2,April1988,Page(s):147156.5 WittenbrederEH,BaggerlyVDand MartinHC.Adutycycleextension techni queforsingleendedforwardconvertersC.AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,1992.AP
16、EC92.ConferenceProceedings1992,SeventhAnnual,1992,Page(s):5157.6CobosJA,GarciaO,SebastionJandUcedaJ.Resonant resetforward topologiesforlowoutputvoltageonboardconvertersC.AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,1994.APEC94.ConferenceProceedings1994,NinthAnnual,1994,Page(s):703708,vol.2.7电子变压器专业委员会编.电子变压器手册M.沈阳:辽宁科学技术出版社,1998.8XuefeiXie,Liu,JCP,Poon,FNKandPongBMH. Voltage drivensynchronousrec tificationinforwardtopologyC.PowerElectronicsandMotionControlConference,2000.Proceedings.PIEMC2000,TheThirdInternational,Volume:1,2000,Page(s):100105.