1、,4-3光电信号检测电路的动态计算,4.3.1 光电信号输入电路的动态计算在许多场合下，光电检测电路接收到的是随时间变化的光信号，例如瞬变信号或各种形式的调制光信号。这类信号的 特点是信号微弱，需要多级放大以及信号中包含着丰富的频率分量等。与缓慢变化光信号检测电路的静态计算不同，在分析和设计交变光信号检测电路时，需要解决 下述几项动态计算问题，即：,1）确定检测电路的动态工作状态，使在交变光信号作用下负载上能获得非线性失真最小的电信号输出。2）使检测电路具有足够宽的频率响应，以能对复杂的瞬变光信号或周期性光信号进行无频率失真的变换和传输。,一、输入电路动态工作状态的计算 在交变光信号输入电路中
2、，为提供检测器件的正常工作条件首先要建立直流工作点。另一方面输入电路和后续电路通常是经阻容连接等多种方式耦合的。后续电路的等效输入阻抗将和输入电路的直流负载电阻并联组成检测器的交流负载。这是不同于静态计算的主要区别之一。现以光电二极管的两种工作状态为例介绍它们的动态计算方法。,1光电二极管交流检测电路 图a给出了反向偏置光电二极管交流检测电路的基本形式。,反向偏置光电二极管交流检测电路及计算 a) 检测电路 b) 图解法,首先确定在交流光信号作用下电路的最佳工作状态。假定输入光照度为正弦变化，具有eE0Emsint的形式，光照度的变化范围为E0Em。若在信号通频带范围内，耦合电容Cc可认为是短
3、路，则等效交流负载电阻是Rb和RL的并联。对应的交流负载线MN应该通过特性曲线的转折点M，以便能充分利用器件的线性区间，其斜率由Rb和RL的并联电阻决定。交流负载线与光照度EE0对应的伏安特性相交于Q点，该点对应交变输入光照度的直流分量，是输入直流偏置电路的静态工作点。通过Q点作直流负载线可以图解得到偏置电阻Rb和电源Ub的值。,下面来计算负载RL上的输出电压和输出功率值。负载电阻上的输出电压峰值Um可利用图b中阴影线三角形MHQ的数值关系计算。若交流负载线的斜率是GL+Gb，设交流负载总电流峰值为Im，则有UmIm/(GL+Gb) 另一方面，在图中的线段MH上有电流关系 ImSEEm-gUm
4、代入上式，有UmSEEm/(Gb+GL+g) 负载电阻RL上的输出功率PL为PLILUm/2,式中，ILUm/RLGLUm是负载RL上的电流峰值，有PL(GL/2)SEEm/(Gb+GL+g)2 将PL对RL求偏微分计算最大功率输出下的负载电阻RL01/GL0，可得GL0Gbg 可得阻抗匹配条件下负载的输出电压峰值Umo、最大输出功率有效值PLm和输出电流峰值Imo，为UmoSEEm/2GL0PLm(SEEm)2/8GL0GL0Umo2/2,最大功率输出条件的直流偏置电阻Rb0和电源电压Ub可用解析法计算。静态工作点Q的电流值由伏安特性有IQgUQ+SEE0 由负载线有IQ(Ub-UQ)Gb
5、求解上二式，有UQ(GbUb-SEE0)/(gGb) 另一方面，在电压轴上工作点Q处的电压UQ为UQUmo+UMSEEm/2(Gb+g)+UM 比较前二式可计算出Gb0或Rb0为Gb0SE(Em+2E0)+2gUM/2(Ub-UM) 类似地，若Rb0已知则可由上式计算Ub值。,2光电池交流检测电路 图a是光电池交流检测电路。图b是处于线性区域的工作特性图解。图中直流负载是通过原点，斜率为Gb的直线。,光电池交流检测电路及其图解计算 a) 检测电路 b) 图解法,当输入光照度为eE0Emsint时，光电池特性曲线中对应于EE0的曲线与直流负载线相交于Q点，Q是静态工作点。交流负载线通过Q点，斜率
6、为GbGL，该负载线与最大输入光照度eE0Em对应的光电池曲线相交于M点。M点的电压UM应满足UMUQ+Um0.7Uoc 式中，Um是与正弦输入的光照度相对应的输出电压峰值。对于GLGbGL0的最大功率输出条件下输出电压、功率和电流有类似的形式。偏置电阻的数值可计算为Rb0RL02UM/SE(2E0+Em),二、光电检测电路的频率特性 光电器件自身的惯性和检测电路的耦合电容、分布电容等非电阻性参数的存在使光电检测电路需要一个过渡过程才能对快速变化的输入光信号建立稳定的响应。为了表征这种动态响应能力，通常采用两种分析方法，即时域分析法和频域法。前者以经典的微分方程法为基础，通过求解微分方程得到输
7、出响应的时间表达式。这种方法的全部计算都是在时间范围内进行，可以获得有关过渡过程的直观描述，但一般计算繁琐，缺乏明确的规律性。,以傅里叶变换为基础的频域分析法是基于下述的基本出发点：1）多数情况下任何复杂的信号激励都可看成为若干谐波信号的叠加。2）对于确定的环节，描述它对不同谐波输入信号的响应能力的频率特性是唯一确定的，是环节对交变信号动态响应的表征。3）多级检测系统可以用其组成单元的频率特性间的简单计算得到系统的综合频率特性，有利于复杂系统的综合分析。,有关光电检测器件的频率响应已在相应各章节中介绍。 需要强调指出的是，在光电器件以各种耦合方式和电路器件组成检测电路时，其综合动态特性不仅与光
8、电器件本身有关，而且主要取决于电路的形式和阻容参数，需要进行合理的设计才能充分发挥器件的固有性质，达到预期的动态要求。,工程上描述检测通道频率响应的参数是通道的通频带F，它是检测电路上限和下限截止频率所包括的频率范围。F愈大，信号通过能力愈强。本节将以器件等效电路为基础，介绍检测电路的频率特性，并给出根据被测信号的技术要求设计检测电路的实例。,1光电检测电路的高频特性除热释电探测器件外，大多数的光电、热电探测器件对检测电路的影响突出地表现在对高频光信号响应的衰减上。因此，首先讨论光电检测电路的高频特性。现以反向偏置光电二极管交流检测电路为例，图中给出了该电路的微变等效电路图。,反向偏置光电二极
9、管检测电路微变等效电路图,这里忽略了耦合电容Cc的影响，因为对于高频信号Cc可以认为是短路的。 但光电二极管结电容Cj的作用必须考虑。列出该电路的电路方程为iL+ig+ij+ib = SEeig/g = ij/jCj = iL/GL = ib/Gb = uL 式中，e=E0Emsint是输入光照度， iL是负载电流，ib是偏置电流，ij是结电容电流，ig是光电二极管反向漏电流。式中各光、电量均是复数值。,求解上二式可得uL SEe/(g+GL+Gb+jCj)和iLuL/RL 将uL改写成下列形式uLSEe/(g+GL+Gb)/1+jCj/(g+GL+Gb) SEe/(g+GL+Gb)/(1+j
10、)式中，Cj/(g+GL+Gb)称作检测电路的时间常数。由上式可见检测电路的频率特性不仅与光电二极管参数Cj和g有关，而且取决于放大电路的参数GL和Gb。,对应检测电路的不同工作状态，频率特性可有不同的简化形式。1）给定输入光照度，在负载上取最大功率输出时，要求满足RLRb 和 gGb 此时uL(RL/2)SEe/(1+j)时间常数RLCj/2上限频率fHC1/21/RLCj,2）电压放大时希望在负载上取得最大电压输出，要求满足RLRb（例如RL10Rb）且 gGb 此时uLSEeRb/(1+j)时间常数RbCj上限频率fHC1/2RbCj3）电流放大时希望在负载上取得最大电流，要求满足：RL
11、Rb 且 g很小 此时uLSEeRL/(1+j)时间常数RLCj上限频率fHC1/2RLCj,可见，为了从光电二极管中得到足够的信号功率和电压，负载电阻RL和Rb不能很小。但过大的阻值又使高频截止频率下降，降低了通频带宽度，因此负载的选择要根据增益和带宽的要求综合考虑。只有在电流放大的情况下才允许RL取得很小。并通过后级放大得到足够的信号增益，因此，常常采用低输入阻抗高增益的电流放大器使检测器工作在电流放大状态，以提高频率响应，而放大器的高增益可在不改变信号通频带的前提下提高信号的输出电压。,2光电检测电路的综合频率特性前面的讨论为了强调说明负载电阻对频率特性的影响，忽略了线路中隔直电容和分布
12、电容等的影响，而这些参数是确定电路通频带的重要因素。下面介绍检测电路的综合频率特性。 图中Cj是光电二极管的结电容，C0是电路的布线电容，Ci是放大器的输入电容，Cc是级间耦合电容。输入电路的频率特性可写成,光电二极管交流检测电路及其等效电路和对数频率特性 a) 检测电路 b) 等效电路 c) 对数频率特性,W(j)UL(j)/E(j)KT0j/(1+T1j)(1+T2j)式中KSERgRb/(Rg+Rb) 当RgRb时，有KSERbT1,2T(1 )T32T4T5T4T6T6T0T4Ci(RLRb)Ci/(GL+Gb)T5Cc(RbRg)RbCcT6(C0+Cj)(RbRg)(C0+Cj)/
13、(Gb+Gg)T0C0RL ；TT4T5T6 T0KT0SERbRLC0,输入电路的振幅频率特性|W(j)|可表示成|W(j)|KT0/ 将上式用对数表示时，可以得到对数频率特性20lg|W(j)|20lgKT0-20lgT1-20lgT2 上式的图解表示在图c中，图中的虚线表示实际的对数特性，折线是规整化的特性。,由图中可以看到综合对数频率特性可分为三个频段：（1）中频段（12）此频段的中心频率为0 ,频段满足T1l 和 T21，相应的频率特性为WM(j)KT0/T1常数 这表明在中频段范围内输入电路可看作是理想的比例环节。通常将11/T1到21/T2之间的频率区间称作电路的通频带，它的传递
14、系数为KT0/T1。其中：KT0SERbRLC0T1,2T(1 ),（2）高频段（21/T2）在此频段内，频率特性可简化为WH(j)(KT0/T1)/(1+jT2)对应的对数频率特性曲线以-20dB/(10倍频)的斜率下降，在21/T2处曲线下降3dB，该频率称作高频或上限截止频率。高频衰减的物理原因是电路中各电容给出的容抗1/jC0，1/jCj和1/jCi随的增加而减少，电容分流作用的加大使输出信号变小。（3）低频段（11/T1）此频段内的频率特性可简化为WL(j)jKT0/(1+jT1)相应的对数频率特性曲线以20dB/(10倍频)的斜率上升，在11/T1处曲线转平，曲线数值比中频段下降3
15、dB，1称作低频或下限截止频率，这是检测电路可能检测的低频信号的极限。频率特性的低频衰减主要是因为串联耦合电容Cc的容抗1/jCc随的减少而增大，信号在电容上压降的提高使输出信号变小的缘故。,3.光电检测电路频率特性电路的设计,光电检测电路设计的要求是在保证所需检测灵敏度的前提下，获得最好的线性不失真和频率不失真。 前者是静态设计解决的基本内容，后者是检测电路频率特性设计需要解决的问题。 通常快速变化的信号可以看作是不同谐波分量的叠加。信号的频率失真会使某些谐波分量的幅度和相位发生变化导致合成波形的畸变。 因此为了避免失真，保真信号的全部频率分量不产生非均匀的幅度衰减和附加相位的变化，检测电路
16、的通频带应以足够的宽裕度覆盖住光信号的频谱分布。,检测电路的频率设计大致包括以下三个方面的基本内容： 1）对输入光信号进行傅里叶频谱分析，确定信号的频率分布。2）确定多级光电检测电路的允许通频带宽和上限截止频率。3）根据级联系统的带宽计算方法，确定单级检测电路的阻容参数。,下面通过例子介绍频率特性设计方法的梗概。 例：用2DU1型光电二极管和两极相同的放大器组成光电检测电路。被测光信号的波形如图a所示，脉冲重复频率f=200kHz，脉宽t0=0.5s，脉冲幅度1V，设光电二极管的结电容Cj=3pF，输入电路的分布电容C0=5pF，设计该电路的阻容参数。,光电检测电路 a) 信号波形 b) 信号
17、频谱 c) 电路形式,解：分析光信号频谱，确定检测电路的总频带宽度根据傅里叶变换函数表，对应如图a的时序信号波形，可以得到如图b所示的频谱分布图。周期为T1/f的方波脉冲时序信号，其频谱是离散的，谱线的频率间隔为f1/T200kHz 频谱包络线零值点的分布间隔为F1/t02MHz选取频谱包络线的第二峰值作为信号的高频截止频率，如图所示对应幅频第二波峰包含15个谐波成份，高频截止频率fHC取为fHC200kHz153MHz此时可认为是不失真传输。频谱的零频分量确定信号的直流成份，不影响变化的波形。但为采用交流放大可利用阻容耦合电路隔直。取低频截止频率为200Hz，则检测放大器的总频带宽为fH3M
18、Hz，fL200Hz，带宽近似为F3MHz。,确定级联各级电路的频带宽 根据设计要求，检测电路由输入电路和两级相同的放大器串联组成。设三级带宽相同，根据电子学中系统频带宽的计算公式，相同n级级联放大器的高频截止频率fnHC为fnHCfHC 式中，fHC是单级高频截止频率。 将fnHCfH3MHz和n3代入上式,可算出单级高频截止频率fHCfHC6MHz即单级高频截止频率为6MHz。类似地，单级低频截止频率fLC和多级低频截止频率fnLC之间有下列关系fnLCfLC/ 对于fnLC200Hz，可据此计算出fLC102Hz。,计算输入电路参数带宽为6MHz的输入电路宜采用电流放大方式，此时可计算出
19、RL1/2fHC(Cj+C0)3.3k 选为2k，此处RL为后级放大器的输入阻抗，为保证RLRb，取Rb(1020)RL，即Rb10RL20k。耦合电容C值是由低频截止频率决定的。有fLC1/2(RL+Rb)C 将fLC102Hz代入上式，计算为C0.07F，取为C1F，对于第一级耦合电容可适当增大10倍，取电容值为F。,选择放大电路选用二级通用的宽带运算放大器，放大器输入阻抗小于2k，放大器通频带要求为6MHz，取为10MHz。按前述估算得到的检测电路如图c所示。图中，输入电路的直流电源电压50V，低于2DU1型光电二极管的最大反向电压。并联的500F电容用以滤除电源的波动。为减少Cc电解电
20、容寄生电感的影响，并联了Cp200pF的电容。,4-4光电检测电路的噪声估算,实际的光电检测电路存在有各种外部扰动和内部噪声。 外部扰动包括辐射源的随机波动和附加的光调制、光路传输介质的湍 流和背景起伏、杂散光的入射以及检测电路所受到的电磁干扰等。这些扰动可以通过稳定辐射光源、遮断杂光、选择偏振面或滤色片以及电气屏蔽、电干扰滤波等措 施加以改善或消除。 光电检测器件、输入电路和前置放大器等的器件固有噪声是光信号检测接收的另一主要扰动源。这些内部噪声是随机起伏的，覆盖在很宽的频谱 范围内，它们和有用信号同时存在，相互混淆，限制了检测系统分辨率的提高。因此，在光电检测电路设计中，要进行综合噪声估算
21、以确保可靠检测所必需的信噪比。,4.4.1 检测电路的噪声等效处理 辐射探测器中存在许多内部噪声，主要的噪声来源是热噪声和散粒噪声。 热噪声是导电材料中载流子不规则热运动在材料两端产生的随机涨落电压，它是电阻性电路器件的共性噪声。噪声电压均方值取决于材料的温度，并有关系 式中，k是波尔兹曼常数，T是材料的绝对温度，R(f)表示电阻随频率的变化关系，ff2-f1是热噪声的频谱分布带宽。在室温下热噪声的有效带宽可证明为B(kT/h)(2/6)式中，h为普朗克常数，h6.62610-34Js。,在室温情况下可计算B0.28GHz。这对实际的检测电路是足够宽的。因此热噪声的频谱可看作是平直的，称作白噪
22、声。在纯电阻的简单情况下， R与频率无关,热噪声的 输出取决于检测电路的 实际通频带f，此时 UT24kTRf 相应的噪声电流均方值为 IT2 UT2 /R24kTf/R,热噪声的功率谱分布和等效噪声带宽 a) 热噪声功率谱 b) 等效噪声带宽,在室温情况下可计算B0.28GHz。这对实际的检测电路是足够宽的。因此热噪声的频谱可看作是平直的，称作白噪声。在纯电阻的简单情况下， R与频率无关,热噪声的 输出取决于检测电路的 实际通频带f，此时 UT24kTRf 相应的噪声电流均方值为 IT2 UT2 /R24kTf/R,热噪声的功率谱分布和等效噪声带宽 a) 热噪声功率谱 b) 等效噪声带宽,当
23、温度为T300K时，kT4.1410-21J，电阻的噪声电压和电流有效值变成 例如，对于室温下的1M电阻，如果检测电路的放大倍数为1，则输出的热噪声电压有效值在电路通频带为f 30kHz时是22.3V，通频带为10MHz时是400V，而整个白噪声的输出电压为413mV。由此可见，检测电路通频带对白噪声输出电压有很强 的抑制作用。,在单位时间内达到光敏表面的光子数和由它激励形成的光电子数是随机离散的。在不同瞬间通过电路的电流密度也是不均匀的，它的电流平均值代表电路的电流值。相对平均值的散布形成了电路的噪声。这种由于光、电载流子形成和流动密度的涨落造成的噪声称作电路的散粒噪声。 和热噪声不同，散粒
24、噪声的量值不取决于温度，而由流过器件的平均电流决定。若器件的通频带为f，它的散粒噪声电流均方值Is2为Is22qIpf式中，q为电子电荷量，Ip为光电流平均值。,相应的噪声电流有效值Is和在负载电阻上引起的噪声电压Us分别为 光电检测器输入电路由光电器件和阻容元件组合而成，电路的噪声不仅来源于光电器件，而且受电路器件特别是前级输入电 路器件的影响。对这些不同类型的元器件，在作噪声估算时，为了计算方便，工程上常常进行等效处理，即将各种器件的噪声等效为相同形式的均方值（或有效值） 电流源的形式，这样便可以与其它电路器件一起以统一的方式建立起等效噪声电路。,热噪声等效电流源 a) 单一电阻 b) 电
25、阻串联 c) 电阻并联,简单电阻的噪声等效电路表示在上图a中，它由热噪声电流源iT4kf/R和电阻并联。对于由两个电阻R1和R2串或并联组成的合成电路，可以证明，综合噪声电流等于合成电阻提供的噪声电流，并表示为 IT24kTf/R 式中，在串联情况下（如图b） RRsR1+R2 在并联情况下（如图c） RRpR1R2/(R1+R2),在更为复杂的情况，应先将所有电阻合成，画出简化电路，然后确定噪声等效电流源。在电阻和电容C并联的情况下，电容C的频率特性使合成阻抗随频率的增加而减少，合成电阻可表示为R(f) = R/1+(2fRC)2 并联RC电路的噪声电压有效值为UT24kT0R(f)df4k
26、T0R/1+(2fRC)2df 变换积分变量便tg2fRC，代入上式得UT2(4kTR/2RC)0/2dkT/C 在分子分母上同乘以因子4R，则有UT24kTR/4RC 比较可以发现1/4RC和f是对应的，定义1/4RC为噪声等效带宽，并用fe表示，即fe1/4RC,上式表明，并联RC电路对噪声的影响相当于使电阻热噪声的频谱分布由白噪声变窄为等效噪声带宽fe，它的物理意义可以由图b看到，频带变窄后的噪声非均匀分布曲线所包围的图形面积等于以fe为带宽，4kTR为恒定幅值的矩形区的面积。也就是说，用均匀等幅的等效带宽代替了实际噪声频谱的不均匀分布。这样，UT24kTRfe 这就是阻容电路热噪声的一
27、般表示式。附带指出，等效带宽的概念同样适用于散粒噪声的计算。,4.4.2 典型光电检测电路的噪声估算,检测电路噪声估算的目的是要确定器件和电路的固有噪声电平，计算信噪比，估算出为保证可靠检测最小输入光功率值。 噪声估算的具体步骤是：1.首先确定检测器件和前级电路的噪声源；2.计算等效电阻和复合阻抗下的噪声等效带宽；3.画出检测电路的噪声等效电路；4.根据噪声等效电路计算出噪声输出电压，信噪比，最小输入光功率值。 下面以光电倍增管为例，介绍光电检测电路的噪声估算方法。,光电倍增管的整管噪声取决于光电阴极和倍增极的散粒噪声。阳极电流的散粒噪声有效值表示为 式中，M是倍增系统放大倍数；是噪声增强因子
28、，对静电聚焦型结构，在1.53.0之间。光电倍增管检测电路负载电阻R上的热噪声电流为因此，负载电阻上总的噪声输出电流为,光电倍增管的整管噪声取决于光电阴极和倍增极的散粒噪声。阳极电流的散粒噪声有效值表示为 式中，M是倍增系统放大倍数；是噪声增强因子，对静电聚焦型结构，在1.53.0之间。光电倍增管检测电路负载电阻R上的热噪声电流为因此，负载电阻上总的噪声输出电流为,可以证明，对大多数倍增管检测电路，上式中的第二项热噪声同第一项散粒噪声相比是很小的。例如，在IA10-10A，M105106，R104105的条件下，关系式4kT/R2qIAM就能成立，所以总的噪声输出电流IN变成 式中，阳极电流I
29、A是暗电流Id和光电流直流分量IA0的总和。在检测阈值光通量的弱光情况下，有IA00，此时的总噪声电流INm取决于暗电流Id，有负载电阻R上的噪声输出电压为 对于负载电阻R上有并联电容的情况，则有ffe1/4RC,阳极输出总信噪比SNRA是直流光电流IA与噪声电流有效值IN之比值，即 灵敏阈s,min是暗电流噪声电流有效值INm与阳极灵敏度之比值,光电倍增管检测电路及噪声等效电路 a) 检测电路 b) 噪声等效电路,比灵敏阈为 式中，对于纯电阻情况下fF是后级放大器通频带。在只有并联电容的情况下，有ffe1/4RC， F1/2RC。A为光电阴极光敏面积。,4-5 前置放大器,光电检测器件接收的
30、光信号都十分微弱。光电检测输出的电信号也被噪声深埋，要有效利用只有对其进行放大。 因此光电器件的输出端都紧密地连接一个低噪声前置放大器。 前置放大器的任务：1）放大光电检测器件输出的微弱电信号； 2）匹配后置处理电路与检测器件之间的阻抗。,对前置放大器的要求：1）低噪声；高增益；低输出阻抗；足够的信号带宽和负载能力；良好的线性；良好的抗干扰能力2）结构上紧凑，靠近检测器件，良好的接地与屏蔽选择低噪声放大器作为前置放大器。 如何设计低噪声放大器？ 4.5.1 放大器的噪声 1.放大器的噪声模型在阻抗为零时，得到噪声电压源En；在阻抗为无限大时，得到噪声电流源In ，得到如下 图的放大器的En -
31、 In噪声模型。,2.等效输入噪声 根据叠加定理，在放大器输入电阻Zi上得到的噪声电压为设放大器的放大倍数为Au，则放大器输出端的的总噪声为,系统的增益At，即从信号源到放大器输出的传递函数为,其中，Us为输入信号电压，Us0为放大器输出端电压,从而得到,根据等效输入噪声Eni为由前面分析得到这就是等效输入噪声的常见形式，适用于任何有源网络，其中,3. En和 In的测量 测量En时，使Rs=0，在放大器的输出端就得到Au En，除以增益Au就可得到En 。当Rs很小时，可以近似为当Rs很大时，可以近似为测量In时，取一个很大的电阻作为源电阻Rs，测得放大器的输出端的噪声电压均方根为Au In
32、Rs ，除以增益AuRs就可得到In 。,4.噪声系数 理想的放大器仅仅是将输入端的噪声放大了A倍 实际的放大器自身也存在噪声，还有系统和元件也有噪声。 放大器总的输出噪声功率与源电阻在放大器输出端的噪声功率之比称为噪声系数F，可表示为其中，Ap为放大器的功率增益，Pni为放大器的输入噪声功率，即源电阻产生的噪声功率， Ap Pni 为源电阻在放大器输出端产生的噪声功率，Pno为放大器输出端总的噪声功率。,由于功率增益为输出信号Pso与输入信号Psi的增益之比，因此F又可以表示为输入信噪比输出信噪比噪声系数是放大器引起信噪比恶化程度的度量。一个好的放大器应该是在源热噪声的基础上增加尽可能少的噪
33、声，使噪声系数F接近于1。也就是输出信噪比接近于输入信噪比。将上式分子分母同除功率增益，并将等效输入噪声公式代入，则有噪声系数F等于放大器总的等效输入噪声功率与输入端源电阻噪声功率之比，即,若用分贝表示NF=10lgF 5.噪声匹配噪声大小与源内阻相关，对F表达式对Rs求导，得到源电阻等于放大器的噪声电压与噪声电流之比时，噪声系数最小。,4.5.2 前置放大器的低噪声设计 前置放大器设计与一般放大器设计的根本区别是满足放大器的噪声指标，设计中要考虑以下几点： 器件的选取和低噪声工作点的建立 满足信号源阻抗与放大器间的噪声匹配 电路的组态、级联方式及负反馈以满足放大器增益，频响、输入输出阻抗等的
34、要求 1.噪声匹配方法由噪声匹配条件可知，前置放大器要获得最佳的噪声性能，就必须满足信号源阻抗等于最佳源阻抗，此时放大器的噪声系数才能最小。因此要寻求实现噪声匹配的方法。,1）有源器件的选取根据不同的有源器件内阻，选择后级有源器件。一般热电偶，光电池的内阻小，可以选择晶体管构成前置放大。热电阻的内阻较大，可以选用场效应管，噪声小，较大的源电阻。MOS管的最佳元电阻可达1M 10G 。 注意：Ro是频率的函数，上述器件的内阻会随着频率的增高而迅速减小。,内阻选择匹配图,2）采用输入变压器实现噪声匹配主要用来解决信号源内阻Rs小于最佳源电阻Ro时的噪声匹配问题。热电偶检测器件时常使用。由于初次级的
35、匝数比为1：n，使得在次级等效的源电阻为n2Rs 。合理选择升压比n，就可以实现噪声匹配。,3）利用并联放大器的方法实现噪声匹配 由于N个放大器并联后的输入阻抗若满足条件则有适当的选择N，使 实现噪声匹配。,4）无源器件的选取电阻选择金属膜与线绕电阻，噪声指数0.21uV/V而碳膜电阻 10几十uV/V。 电容选择漏电流小的云母电容，瓷介电容和钽电解电容。 耦合变压器要有好的磁屏蔽和静电屏蔽。 2。低噪声放大器的屏蔽与接地理想情况下，接地点与大地应具有零阻抗。但实际会有一定阻抗，造成地之间有电位差，从而形成干扰。利用浮地技术来解决。改多点接地为单点接地，通常在浮地端用一个110K电阻或小电容接
36、地，以加强对空间电磁场的屏蔽。,双屏蔽技术用于更好地消除接地干扰和空间电磁干扰。其中，内屏蔽采用浮空技术以消除接地干扰，外屏蔽多点接地以消除电磁场干扰。,.,3.低噪声电路对电源的要求 要求电源具有高的稳定度和良好的共模干扰电压抑制能力。一般电源要求要求稳定度为10-210-4，低噪声系统要求稳定度为10-510-6。 克服变压器共模干扰的办法是在初次级采用良好的静电屏蔽和单端接地，以避免共模干扰形成回路。,4.5.3 检测器件和放大电路的连接前述输入电路的计算确定了在缓变光信号作用下电阻负载上的电流和电压。对于大多数弱光信号的检测，输入电路通常要与信号放大电路相连接。随着集成电路技术的发展，
37、各种类型集成放大器广泛应用于光电检测中。下面介绍三种光电二极管与IC放大电路的典型连接方法。,1电流放大型图a是电流放大型IC检测电路。光电二极管和运算放大器的两个输入端同极性相连，运算放大器两输入端间的输入阻抗Zin是光电二极管的负载电阻，可表示为ZinRf/(A+1)式中，A是放大器的开环放大倍数，Rf是反馈电阻。当A104，Rf100k时，Zin10。可以认为光电二极管是处于短路工作状态，能取出近于理想的短路电流。,光电二极管和IC放大器的连接 a) 电流放大型 b) 电压放大型 c) 阻抗变换型,处于电流放大状态的运算放大器，其输出电压Uo与输入短路光电流成比例，并有UoIscRfRf
38、S 即输出信号与输入光通量成正比。此外，电流放大器因输入阻抗低而响应速度较高，并且放大器噪声较低，信噪比提高。这些优点使其广泛应用于弱光信号的检测中。 2电压放大型图b是电压放大型IC检测电路，此处光电二极管的正端接在运算放大器的正端。运算放大器的漏电流比光电流小得多，具有很高的输入阻抗。当负载电阻RL取1M以上时，运行于光电池状态下的光电二极管处于接近开路状态，可以得到与开路电压成比例的输出信号，即 UoAUocAUTln(S/I0)式中，A(R2+R1)/R1是该电路的电压放大倍数。,3阻抗变换型反向偏置光电二极管或PIN光电二极管具有恒流源性质，内阻很大，且饱和光电流和输入光通量成正比，
39、在有很高的负载电阻的情况下可以得到较大的信号电压。但如果将这种处于反向偏置状态下的光电二极管直接接到实际的负载电阻上，则会因阻抗的失配而削弱信号的幅度。因此需要有阻抗变换器将高阻抗的电流源变换成低阻抗的电压源，然后再与负载相连。图c中所示的以场效应管为前级的运算放大器就是这样的阻抗变换器。该电路中场效应管具有很高的输入阻抗，因此光电流是通过反馈电阻Rf形成压降的。电路的输入电压Uo为Uo-IRf-IpRf-RfS Uo与输入光通量成正比。当实际的负载电阻RL与放大器连接时，由于放大器输出阻抗Ro较小，RLRo，则负载功率Po为PoUo2RL/(Ro+RL)2Uo2/RLRf2Ip2/RL,另一方面，计算光电二极管直接与负载电阻相连时负载上的功率P1IpRL，比较两种情况可见，采用阻抗变换器可以使功率输出提高(Rf/RL)2倍。例如，当RL1M，Rf10M时，功率提高100倍。这种电路的时间特性较差，但用在信号带宽没有特殊要求的缓变光信号检测中，可以得到很高的功率放大倍数。此外，用场效应管代替双极性晶体管作前置极，其偏置电流很小，因此适用于光功率很小的场合。,4-6 应用举例,作业：P109 4.1，4.2，4.3 , 4.5 , 4.7,Thank You !,
