1、LCD TV电源介绍 因液晶屏本身没有发光功能，这就需要在液晶屏后加一个照明系统，该背光 照明系统由发光部件、能使光线均匀照射在液晶表示面的导光板和驱动发光部件的电源 构成。现在发光部件的主流为被称作冷阴极管的萤光管。其发光原理与室内照明用的热 阴管类似，但不需象热阴管那样先预热灯丝，它在较低温状态就能点亮，因此叫冷阴极 管。但要驱动这种冷阴极管需要能输出10001500V交流电压的特殊电源。 由于一般市用电网提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流电压，而显示器（不论是早 期的CRT管，还是新兴的LCD显示器，乃至LCDTV）的大部分电路是工作在低压的条件下， 所以需要在显示器上
2、专门配有电源电路。其作用就是将市电的交流电压转换成为12V的直 流电压输出，从而向显示器供电。由于显示器内部的主板上还有DC-DC电压转换器以获得 8V/5V/3.3V/2.5V电压，所以电源输出的12V的直流电压就能满足显示器工作的要求。鉴 于此，要实现这一特殊的电源，就要从12V直流电压转换到10001500V交流电压，这就是 Inverter。而从交流电压转换到12V直流电压的即为Adapter。 早期，冠捷电子采用Adapter和Inverter分开的方式实现对显示器的供电。Adapter采 用的PWM IC为UC3842或UC3843、Inverter采用的PWM IC为TL1451
3、。后来，出于Cost down的考虑，采用Adapter和Inverter一体化的方案，Adapter部分采用的PWM IC为 SG6841、Inverter部分采用的PWM IC为TL1451。随着灯管的增加及所需的功率不断增加， Inverter部分回路的设计方案得到转变，由原来的Royer回路变为全桥式回路，为此应用 到OZ960IC。第一讲、开关电源的基本工作原理 开关电源是利用时间比率控制（Time Ratio Control,缩写为TRC）的方法来控制稳压输出 的。按TRC控制原理，有以下三种方式： 1) 脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,缩写为PWM）。
4、开关周期恒定，通过改变脉冲 宽度来 改变占空比的方式。 2) 脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,缩写为PFM）导通脉冲宽度 恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。 3）混合调制导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改 变的方式， 它是以上二种方式的混合。 在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调 制型。本设计采用的就是脉宽调制型（PWM）开关稳压电源，其基 本原理可参见右图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度， 脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式计算，即 Uo=UmT1/T 式
5、中Um 矩形脉冲最大电压值； T 矩形脉冲周期； T1 矩形脉冲宽度。 脉宽调制型 从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样， 只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。此外，为因应各种同的输出功，开关电源按DC/DC 变换器的工作方式分又可 分为反激式（Flyback ）、顺向式（Forward ）、全桥式（Full Bridge ）、半桥式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull ）等电扑（Topology）结构。其中单端反激式开关 电源是一种成本最低的电源电，输出功为20100 ，可以同时输出不同的
6、电压 ，且有较好的电压调整率，应用较为广泛其典型的电路如图所示。 图1-1 反激式开关电源典型电路结构 藉由PWM IC控制开关管的导通与否，配合次级侧的二极 管和电容，即可得到稳定DC电压的输出。Ui为含有一定交流 成份的直流电压，由开关功率管斩波和高频变压器降压，将 储存于在变压器的能量传递给次级侧，转换成所需电压值的 方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流 电压。此外改变变压器初、次级的圈数，就可以得到想要的 DC电源。PWM控制电路是这类开关电源的核心，它通过取 样反馈闭环回路，调整高频开关元件的开关时间比例即占空 比，以达到稳定输出电压的目的。 由于高频变压器的磁芯只有
7、一个输出端，而MOS开关功率管导通时，次级整流 二极管截止，电能就储存在高频变压器的初级电感线圈中；当MOS功率管关断时 整流二极管导通，初级线圈上的电能传输给次极绕组，并经过次级整流二极管输 出，故称之为单端反激式。开关电源虽然具有许多优点并得到广泛的应用，但由于它具有严重的射频干扰,在线性电路中的应用 一直受到很大的限制。开关电源是把工频交流整流为直流后，再通过开关变为高频交流，其后再整 流为稳定直流的一种电源，这样就有工频电源的整流波形畸变产生的噪声与开关波形产生的噪声。 在输入侧泄露出去就表现为传导噪声和辐射噪声，在输出侧泄露出去就表现为纹波。同时外部噪声 会进到电子设备中，而供给负载
8、的电源噪声也会泄露到外部。若电源线中有噪声电流通过，电源线 就相当于天线向空中辐射噪声。而这些噪声都会影响设备的正常工作。要想使其得到更广泛的应用， 满足电磁兼容性的有关指标，就需要有效地抑制开关电源的干扰。 杂讯干扰的途径有两种：传导干扰与辐射干扰。以下分别对两种干扰的特性与抑制方法做一介绍。 1.1 传导干扰及其抑制措施 从导线传入的干扰称为传导干扰，其干扰能量通过导电体进行传播，开关电源的输入、输出引线 都是传导干扰的媒介。 开关电源产生的干扰会沿电源引线进入电网，污染电网，使同一电网的电子设备受到干扰。同时 电源的输出线还将把干扰噪声传递给负载，使作为电源负载的电子设备直接受到干扰，当
9、这种干扰 幅度若大到一定程度，会影响线性电路和一些小信号电路的正常工作。 由于传导干扰主要是通过输入输出引线进行传播，因而相对来说传导干扰的抑制要容易些，主要方 法是加接输入输出滤波器 。 在开关电源的输入侧要介入电容与电感构成的滤波器，用于抑制交流电源产生的EMI，而该滤波 器也称为电磁兼容（EMI）滤波器。其电路如图2-1所示。图2-1输入端抑制传导干扰电路（EMI） 第一节 开关电源的干扰特性及其抑制措施该滤波器是一典型的低通滤波器，使开关电源产生的一些高频脉冲干扰经过它后得到极大 的衰减，能较好的滤除来源于电网或者传入电网的干扰，使其符合FCC、CE、VDE等标准。 图中L901、L9
10、02为共模扼流圈，它是绕在同一磁环上的两只独立的线圈，圈数相同，绕向 相反，在磁环中产生的磁通相互抵消，磁芯不会饱和，主要抑制共模干扰，感值愈大对低频干 扰抑制效果愈佳。这样绕制的滤波电感抑制共模干扰的性能大大提高。L901、 L902分别选择 感值为2.0mH和15mH的共模扼流圈。 C901、C902为共模电容，主要抑制差模干扰，即火线和零线分别与地之间的干扰。电容值 愈大对低频干扰抑制效果愈好，在这里选用102PF/250V。 C903、C904为差模电容，主要抑制共模干扰，即抑制火线和零线之间的干扰。电容值愈大 对低频干扰抑制效果愈佳，在这里选用0.47uF/300V。有时为了降低成本
11、也可将C904省去。 图中CN901为插座，接电网电压。F901为保险丝，电路中采用了规格为2A/250V的保险丝， 它在高压时熔断，可防止设备在突发的高压时引起的破坏。NR901为负温度系数热敏电阻，开 机瞬间温度低，阻抗大，防止电流对回路的浪涌冲击。常温下其规格为5A/5。R901、R902 对抗干扰电容起泄放作用，可于关机后迅速消耗掉C903储存的电能，防止带电损耗元件。它们 的规格都为1M，一般采用金属釉材料。 图1-2输出端抑制传导干扰电路 输出端的干扰抑制，主要也是靠高频滤波器，电路图如下所示： 滤波电感由于工作在直流大电流状态下，磁芯在较大的磁场强 度下工作，容易包含，一旦饱和，
12、电感即失去滤波作用。因此必 须采用饱和磁场强度很大的恒磁心，如铁鎳钼磁粉芯等金属磁 芯。2 由于输出干扰的频谱相当丰富，从几十赫兹到几十兆赫兹均含 分量。由于在高频的情况下，滤波电容等效由纯电容（C）、等 效串联电阻（RES） 和等效串联电感（LES）构成的串联电路。 在工作频率f超过电容器的自谐振频率fr时，电容器就起到电感的 作用。 + C924 470UF/16V L903 73A-253-91L 1 2 + C923 1000UF/16V1.2 辐射干扰及其抑制措施 从空间传入的干扰称为辐射干扰，一般是指耦合干扰，即干扰能量通过空间介质进行 近场感应。由于开关电源一般工作在低压大电流情
13、况下，因而磁场干扰大于电场干扰。主 要由开关变压器的漏感、开关功率管在开关转换时的大电流脉冲、开关二极管反向恢复的 硬特性等引起。 辐射干扰的抑制主要靠屏蔽。对电场可采用导电良好的材料，而磁场屏蔽则应采用导 磁率较高的材料。在本文中就不作详细论述。 抑制干扰最有效的方法，是尽量减少干扰源的干扰能量。对开关电源变压器要减少其 漏感，并选择开关参数优良的晶体管和软恢复的开关二极管。 值大的滤波电容对低频干扰比较敏感，相反，值小的滤波电容吸收高频干扰的效果比较 好。因此不能光采用大电解电容滤波C923，还必须加接自谐振频率很高的电容器C924。 此外，输出干扰的幅度还与PCB板的布线有很大关系，不合
14、理的布线往往会使干扰幅度 大几倍，尤其是接地点的安排特别重要。2.1 PWM控制器SG6841简介 目前，开关电源的集成化与小型化已成为现实，早期的PWM IC大多采用UC384X系列 （如UC3842、UC3843），但由于新产品越来越积体化及环保和安规要求越来越严苛的趋势 下，出现了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function为环保功能的意思， 亦称之为Blue Angel，其要求是在满载70W以下的电源产品，当负载没有输出功率的情况下， 输入电源仍照常供应时，电路消耗功率必需小于1W以下。SG6841是由System General崇贸 科技
15、开发的一款高性能固定频率电流模式控制器，专为离线和DCDC变换器应用而设计。它 属于电流型单端PWM调制器，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良、 价格低廉等优点，可精确地控制占空比，实现稳压输出，还拥有低待机功耗和众多保护功能， 所以，为设计人员提供只需最少的外部元件就能获得成本效益高的解决方案，在实际中得到 广泛的应用。SG6841有下列性能特点： 第二节 脉宽调制控制器SG6841 在无负载和低负载时时， PWM的频率会线性降低进入待机模式以实现低功耗，同时提供 稳定的输出电压。 由于采用BiCMOS，启动电流和正常工作电流减少到30A和3mA，因此可大大提高电源 的转换
16、效率。 SG6841是固定频率的PWM控制器，它的工作频率通过一个外接电阻来决定，改变电阻值 可轻易改变频率。 内建同步斜率补偿电路，可保证连续工作模式下电流回路的稳定性。 内建电压补偿电路可在一个较大的AC输入范围内实现功率限制控制，并提供过载、短路 保护功能。此外，还设有低电压锁定（UVLO）功能，使工作更稳定、可靠。 可通过外接一个负温度系数热敏电阻（NTCR）来传感环境温度以实现过温保护，也可利 用该功能实现过压保护。 具有图腾柱（即推拉输出电路）输出极，可实现良好的EMI。其最大输出电压钳位在18V。常见的SG6841有8脚DIP和SO两种封装，其各引脚功能分别如下所示： GND：接
17、地。 FB：反馈电压输入端。用于提供PWM调节信息，PWM占空比就是由它控制。 Vin：启动电流输入端。SG6841开始工作必须在该端要提供一个启动电压。 RI：参考设置端。通过连接一个电阻接地来为SG6841提供一个恒定的电流，改变电阻 阻值将改变PWM的频率。 RT：温度保护端。该端输出一个恒定的电流。在该端接一NTCR接地来传感温度，当该 端电压下降到一定值时会启动过温保护。在本设计中，该功能被用于高压保护。 Sense：电流传感端。当该端电压达到一个阈值时芯片会停止输出,从而实现过流保护。 VDD：电源供电端。 Gate：PWM脉冲输出端。图腾柱（即推拉输出电路）输出极驱动功率开关管。
18、 1) 振荡器 SG6841的PWM频率范围为50KHz 100KHz。RI端通过连接一个电阻Ri接 地来为SG6841提供一个恒定的电流， 改变电阻阻值将改变PWM的频率。 2.2 SG6841内部结构与工作原理 图2-1 SG6841内部框图 在本设计中，取Ri24k，SG6841的 PWM频率为70.42kHz。2）欠压锁定 SG6841采用了欠压锁定比较器来保证输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。欠压锁定 回路其实质是一个滞回比较器，以防止在通过它们各自的门限时产生错误的输出动作。它的开 启电压为16V，关闭电压为10V。在启动过程中，比较器反向输入端为16V，当VDD16V时， 比
19、较器输出为低电平，SG6841无法工作。当VDD升到16V时，欠压锁定器输出为高电平， SG6841正常工作，同时MOS管导通，使比较器反向输入端为10V。当VDD下降至10V时，欠 压锁定器的输出回到低电平，整个电路停止工作。SG6841的7脚端设置了一个32V的齐纳二极 管，保证内部电路绝对工作在32V以下，以防电压过高损坏芯片。 3）输出部分 SG6841的8脚为输出脚，它是一个单图滕柱输出级，专门设计用来直接驱动功率 MOSFET的，具有降低热损耗、提高效率和增强可靠性的作用。在芯片内部有一18V的稳压 管与Gate端相连使输出电压钳位在18V，可保护MOSFET免被击穿。通过控制PW
20、M脉冲的 上升与下降时间，可有效减少开关噪声，提高电源的EMI，并提供稳定的MOSFET管Gate极 驱动。在1.0nF负载时，它能提供高达1.0A的峰值驱动电流和典型值为250ns的上升时间 和50ns的下降时间。还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入 灌模式，这个特性使外部下拉电阻不再需要。 4）电流取样比较器和脉冲调制锁存器 SG6841作为电流模式控制器工作，输出开关导通由振荡器开始振荡起始，当峰值电感电 流到达FB反馈端电平时终止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取 样比较器-脉宽调制锁存配置确保在任何一定的振荡周期内，仅有一个单脉冲出现在
21、输出端。 电感电流通过插入一个与输出开关Q901的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。 此电压由电流取样输入端Pin6 Sense监视，并与来自Pin2 FB端电平相比较。通常取样电阻 Rs为一小电阻。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中：Ipk = （VFB 1.0V）/3RS 其中，VFB为FB端电压，1.0V为在两个二极管上的压降，1/3为经两个电阻后的分压比。 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电 流取样比较器门限将被内部箝位至0.85V。因此最大峰值开关电流为：Ipk（max）=0.85V / Rs当输入电压
22、很大时，取样电流将非常小，这时可通过高压补偿回路来调节。在电路中， 通过R904与R905（均为1M来提高Sense端电平，实现高压补偿。 当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻Rs上的电压升高。当Sense端 的电压达到0.85V时，RS触发器的R端输入为低电平，从而Q非输出低电平，SG6841即停止 脉冲输出，可以有效的保护功率管不受损坏，从而实现过流保护。由此可得Ipk（max） 0.85V/Rs，改变Rs值即可改变其最大的输出功率。在本设计中取Rs0.3，可得Ipk（max） 2.83A。 在SG6841的Sense端产生的噪声会引起PWM输出脉冲的不稳定。在芯片内部Se
23、nse端经过 一个斜率补偿电路后，才接至比较器同相输入端，这能有效地降低噪声的影响。良好的PCB 布线和避免元件管脚太长也有利于减少噪声。而在UC3841的应用电路中则需要在Sense端增 加一个RC滤波器来解决同样的问题，可见SG6841的功能更强，外围电路更简单。 当SG6841正常工作时，其内部振荡器产生振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输 入端，另一路加到PWM脉宽调制RS触发器的S端，RS型PWM脉宽调制器的R端接电流检测 比较器输出端。当峰值电感电流未达到FB反馈端电平时，比较器输出低电平，此时R端为低 电平，Q非端输出低电平；当峰值电感电流达到FB反馈端电平时，比较器输出高
24、电平，此时R 端为高电平，Q非端输出高电平。可见，FB端电压越高，Q非端脉冲越宽，同时Gate端输出 脉宽也越宽（占空比增大）；FB端电压越低，Q非端脉冲越窄，同时Gate端输出脉宽也越窄 （占空比变小），从而实现PWM控制，使输出电压稳定。 2.3 SG6841的启动与供电 SG6841需要在启动时给Pin3 Vin 提供一30A的启动电流以使芯片进行有效的自举。在 电路中，将Pin3 通过两个1M的电阻接至PFC级的DC输出端，便可在AC输入90V264V 的范围内实现SG6841的有效启动。 在SG6841正常工作后，其Pin7 VDD端必须提供10V30V电压为芯片供电。2.4高压保护
25、电路 SG6841的Pin5 RT端恒定输出一电流IRT：IRT2（1.3V/Ri） RT端可串联一负温度系数的热敏电阻（NTCR）接地，R NTC 随温度上升而降低，这时当 I RT R NTC 0.65V时启动过温保护功能。当RT端电压略低于0.65V，PWM脉冲的占空比会减少， 从而降低电源输出电压来降低温度；当环境温度过高，RT端电压大大低于0.65V时，PWM 脉冲的占空比会减少至零，从而使电源完全停止输出。同时我们可以利用SG6841的该功能 实现电源的高压保护。 R910 4.7K_1206 D903 1N4148 R911 4.7K_1206 R912 100_0805 Q90
26、2 C945 ZD901 N.C Q901 A733 R909 472_0805 C909 0.1uF/50V C910 104/0805/Y5V 图2-2 高压保护回路部分电路图 高压保护回路如图2-2所示。当电网电压升高超 过最大值时，自馈线圈输出的电压也将升高。若电 压超过20V，此时ZD901被击穿，R912就会产生压 降。当这个压降有0.6V时将使Q902导通，拉低 Q901的基极电位，使Q901也导通，这样SG6841 Pin5通过D903、Q903直接接地，使SG6841迅速 关断脉冲输出。同时Q901的导通也拉低了输入到 SG6841 Pin7的电压，使SG6841停止工作。
27、2.5 待机工作模式 SG6841具有Green Function，支持Blue Angel模式。当低负载和无负载情况下， FB 端电压会有所降低时，当其低于一个阈值电压时，会进入节能模式，SG6841的PWM 工作频率会迅速降低至10kHz左右，此时仍有稳定的12V电压输出。如图所示即为待机 时功率开关管D极的电压波形。 FB端电压会有所降低时，当其低于一个阈值电压时，会进入节能模式，SG6841的 PWM工作频率会迅速降低至10kHz左右，此时仍有稳定的12V电压输出。如图所示即为 待机时功率开关管D极的电压波形。开关电源中的调整管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关 频
28、率的提高而成比例增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁性元件及电容 元件的损耗，也随频率的提高而增加。因此通过降低其工作频率可有效降低其待机时的 功耗。 图2-13 待机模式功率开关管D极的电压波形DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离，这时必须采用 变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电 流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又 称为逆变整流型变换器。 变压器T901因为有气隙之故，其初级圈具有隔离、变 压和储能电感的三重功能。当SG6841的Gate端输出PWM控 制脉冲
29、，控制Q903做开关状态。当Gate端输出高电平时 ，开关管Q903导通，此时T901的初级线圈有电流流过， 产生上正下负的电压，则次级产生下正上负的感应电动 势，但这时次级上的二极管D910、D911截止，此阶段为 储能阶段；而当Gate端输出低电平时，开关管Q903截止 ，初级线圈上的电流在瞬间变为0，初级线圈的电动势为 下正上负，在次级线圈上感应出上正下负的电动势，此 时D910、D911导通，有电压输出。 第三节 直流变换电路及工作过程 R905 1M_1/4W R917 JUMPER C906 152P/1KV R903 100K_2W SG6841 6 R918 20K_1/4W
30、SG6841 8 R908 10_1/4W D902 PS102R C912 N.C O O O T901 PQ26/22.5 1 9 3 5 4 7.8 7.8 10.11 R919 0.27_2W Q903 2SK2996 D901 FR107 R904 1M_1/4W + C907 10UF/25V FB901 DIP 图 3-1直流变换电路 由于在开关管关断时，初级线圈还有电流，因此为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采 用R-C或L-C缓冲器。本设计中在变压器的输入端需设有缓冲电路，它由D901、R903与C906 组成。在开关管关断的瞬间，电感上的电流通过D901向C906充电；
31、为了确保在开关管截止期 间，不能因为C906的充电而减小铁芯向负载释放的能量，即充电时间应小于Toff；另外，为了 避免在开关管在关断的过程中工作在高电压大电流区，充电时间应大于或等于Toff。因此综合 考虑上述两方面的因素，应取C906的充电时间等于Toff。因此取C906的值为152pF，它的耐 压值为1KV。 在开关管导通的瞬间，电容C906通过R与开关管放电，放电的时间常数=RC906，为了减 轻开关管在完全导通时所承受的电流，应在开关管开启的时间Ton内放掉C906上的大部分能量。图3-2 SG6841 Pin8 Gate输出波形（Input AC 90V/60Hz） 图3-3 SG
32、6841Pin8 Gate输出波形（Input AC 264V/50Hz） 图3-4 Q901 D极波形（Input AC 264V/90Hz） 图3-2和图3-3分别为输入电 压为AC 90V/60Hz和 264V/50Hz时的Gate端输出 PWM脉冲的波形。在输入AC电 压不同时，脉冲频率几乎不 变，接近70KHz，但占空比随 输入电压的不同而不同，开 关电压正是利用这种脉宽调 制的方式在较广的输入电压 范围内实现12V的稳定输出。 输入电压为AC 90V/60Hz时占 空比为29.28% ，而 264V/50Hz时的占空比 16.55% ，可见输入电压大时 开关管的导通时间大，从而 变
33、压器次级输出电压占空比 更小。 图3-4为输入AC 264V/90Hz 开关MOS管D极电压波形。 由于开关功率管Q901功耗较 大，为防止它们被在高温条 件下连续工作积累的热量烧 毁或工作异常，需加一散热 片。在变压器的输出端设有输出整流滤波回路，对直流变 换后的电压进行整流与滤波，使之得到稳定的输出。因为 整流二极管D存在着反向恢复时间，在导通瞬间会引起较 大的尖峰电流，它不仅增加了D本身的功耗，而且使开关 管流过过大的浪涌电流，增加了开通瞬间的功耗。一般采 用快速恢复二极管或肖特基二极管作为整流二极管。在低 电压、大电流输出的开关电源中整流二极管的功耗是其主 要功耗之一。因此，当U0 8
34、V时，一般选用肖特基二极 管来整流，其优点是，导通电压Uon0.40.6V，为一般 PN结的一半，反向恢复快且有足够的反向电压。当U0 8V时，一般选用快速恢复二极管整流，它的反向耐压可达 到数百伏。同时，D的电流平均值应大于输出电流。依据 上述的要求，采用了两个同样的二极管集成块。它们分别 由两个规格为10A/100V的快速恢复二极管并联而成。这 样可使整流达到较佳的效果。 当输出整流二极管两端加反压时，由于二极管中贮存电荷， 也将有较大的浪涌电流产生，因此在二极管及输出电压中 将有很大的噪声。在整流二极管上并接一RC（R919、 R920、C913）回路，可吸收上述干扰。 R922 47_
35、1/2W_M D911 FCH10A10 D913 FCQ10A06 O O O T901 PQ26/22.5 1 9 3 5 4 7.8 7.8 10.11 C920 102P_500V + C925 1000UF/16V R921 47_1/2W_M D912 FCQ10A06 R920 47_1/2W_M + C922 1000UF/16V C921 102P_500V D910 FCH10A10 图3-5次级整流滤波电路 图3-6 变压器次级绕组输出电压波形 L903、C916和C917组成输出端抑制传导干扰电路，这在上文已做了详细介绍。 由于整流二极管D910、D911功耗较大，为防
36、止它们被在高温条件下连续工作积累的热量烧毁 或工作异常，需加一散热片。 此外，若在变压器次级在增加一些绕组，通过选用合适的匝数比，便可得到不同等级的直流电 压输出，为显示器的其它电路提供电压，但这会使电压取样反馈回路显得复杂，且稳压效果较差。 除此以外，还可外加一些DCDC转换电路来将12V的输出电压转换为5V等其它需要的直流电压。如图4-1所示的电路图为电压取样和反馈回路。该电路主要通过光电耦合器（IC902） 和精确电位调节器（IC903）将输出端电压反馈回SG 6841 PIN2 FB端。L903接自次级整 流滤波电路的输出端。 在介绍该电路之前，先介绍一下TL431（IC903） 。T
37、L431为精确电位调节器，其内部原理图如图4-1所 示。其内部有一个电压比较器，该电压比较器的反相 输入端接内部基准电压2.495V2%。该比较器的同相 输入端接外部控制电压，比较器的输出用于驱动一个 NPN的晶体管，使晶体管导通，电流就可以从Cathode 端流向Anode。 第四节 电压取样和反馈回路 图4-1 TL431内部原理图 电压输出端12V电压由R925和R926分压后输入TL431的REF端，其中R925的阻值为4.3K， R926的阻值为2.4K。当电源正常工作时，输出5V的电压经分压后刚好为2.5V输入TL431。 当电源的输出端电压超过12V时，由于REF2.5V,则TL
38、431内部比较器的输出高电平从而使 NPN管导通。 IC902即光电耦合器的2脚电位随着降低，显然这种变化势必会使得流过光电耦 合器的发光二极管的电流有所增大。由于光电耦合器PC123Y24P的CTR（电流传感系数即流过 发光二极管的电流与流过光敏三极管的电流的比值） 1，使得从PC123Y24P中的光敏三极管的 4脚流过的电流也有所增大，这导致SG6841 PIN2 FB端电压降低，于是PIN6 Gate端的输出脉 冲占空比变小，使次级输出电压降低，所以达到降压的目的。输出端电压下降；同理，当输 出端电压降低时，TL431内部比较器的输出低电平从而使NPN管截止，从而使得流过光电耦合 器的发
39、光二极管的电流减小，可使SG6841 PIN2 FB端电压升高，于是PIN6 Gate端的输出脉冲 占空比变大，输出电压上升。 此外，由R936、C929组成阻抗匹配电路，起到高频补偿作用。C912 0.1uF/50V L904 73L 174-26-LS 1 4 2 3 R918 4.7K 1/10W t NR901 NTCR 5A5 D902 PS102R IC903 H431BA Q903 PMBS3906 3 2 1 R902 680K 1/8W R911 24K 1/10W ZD901 20V R904 1M 1/8W ON/OFF + C922 4.7uF D911 MOSPEC2
40、0100 V12A R928 20K 1/10W VAR901 Varistor/470V/10A O O O T901 PQ26/22.5 4 12 6 7 3 2 8 11 CN901 SOCKET 1 2 3 + C914 1000uF/16V L902 73L174-29-LS 1 4 2 3 F901 2.5A/250V R903 100K 2W R920 47 1/8W R906 1M 1/8W + C907 22uF/50V R913 20K 1/10W Q902 PMBS3904 3 2 1 12V C910 1000pF C911 0.1uF/50V FB901 BEAD R
41、900 680K 1/8W C904 0.22uF/250V R922 1K 1/10W D901 FR107 C921 0.0047uF/250V R924 1K 1/10W +5V D904 1N4148 C918 0.1uF/50V SG6841 BiCOMS 2 3 5 7 1 4 6 8 FB Vin RT VDD GND RI SENSE GATE R914 0.27 2W C908 0.1uF/50V ZD902 12V/SMD 2 INTERNAL POWER FOR PWTV1742 FJM1 B 13 Monday, December 08, 2003Size Docume
42、nt Number Rev Date: Sheet of + C915 1000uF/16V R905 1M 1/8W L903 73L-253-91L C906 1500pF/1KV D903 1N4148 R908 3.3 1/8W + C916 470uF/16V C917 0.1uF/50V -+ BD901 GBU4J 1 4 3 2 C909 N.C F902 5A/24V/1206 IC902 PC123FY2 4P 1 2 4 3 C913 0.001uF 80LL17T-5 C902 0.001uF/250V R926 9.31K 1/10W R915 30K 1/4W R9
43、10 0 1/8W Q901 2SK2996 C903 0.47uF/250V R907 1M 1/8W R921 470 1/8W + C905 150uF/400V R919 47 1/8W FG 12V D905 1N4148 R927 2.43K 1/10W D910 MOSPEC20100 + C920 1000uF/16V R916 4.7K 1/10W R909 10 1/4W CN902 CONN 1 1A NC 2 2A C901 0.001uF/250V R917 100 1/10W R901 680K 1/8W R912 20K 1/10W C919 0.01uF CN9
44、03 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 R925 1K 1/10W R923 0 1/10W DIM （Mitsubishi TV 电源电路图）Royer回路 全桥式回路 VCC Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q2 2 3 1 Q3 2 1 3 C1 第二章 Inverter原理 以前，我们公司的INVERTER设计大部 分还是采用传统的Royer回路，而Mitsubishi TV则采用一种全桥式的电路。 下面我来简单地介绍一下Royer回路与 全桥式回路的不同工作原理： Royer 回 路 是 根 据 通 过 启 动 电 阻 R224/R225提供开关晶体管的基极电流
45、使其 通、断工作，并利用变压器的饱和特性，要 求采用矩形磁滞回线的铁芯，这种变换器的 电路结构简单， 使用时铁芯饱和，不仅铁芯损耗大，而且晶体管在截止前出现较大I C 峰值电流，开关管损耗大。 适用于几十W输出功率的电源，目前我们采用Royer电路的转化效率大约为7585。 (1)全桥式电路是采用4个开关晶体管Q1/Q2和Q3/Q4接成桥路，采用Q1/Q4和Q2/Q3交替通/断 工作，变压器初级绕组上施加交流电压的方式，适用从几十W到几千W的输出功率，由于它采用 了零电压切换方式，因此开关管的功率损耗很小，其转化效率大约在80以上。 第一节全桥式回路工作原理 传统开关管与采用零电压切换开关晶体
46、管的差异，如下图：Stage0:初始状态时Q1=On;Q4=On 电流方向：Q1 Tr C1 Q4 GND Stage1:Q1=Off;D(Q2)=On;Q4=On;当Q1Off时，由于变压器一次侧 存在自感电压，使得变压器一次侧的电流不能立即中断，故当Q1=Off时， Q2自身的二极管D被打开，此时电流方向：GND Q2 Tr C1 Q4 Stage2:Q2=On;Q4=On,当Q2自身二极管被打开时，在二极管的Source 和Drain之间电压大约为V DS 0.7V，这时Q2晶体管被打开，因此，Q2 开关晶体管有零电压切换功能。此时电流方向： Q2 Tr C1 Q4 GND Stage3
47、:Q2=On;Q4=Off;D Q3 =On,此时，由于变压器一次侧的电流不能 立即中断，只能打开Q3自身二极管进行续流，电流流向： GND Q2 Tr C1 D Q3 VCC Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q2 2 3 1 Q3 2 1 3 C1 I VCC Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q2 2 3 1 Q3 2 1 3 C1 Q2 Gate Drain 晶体管 和 的波形图 Q2-Gate Q2-Drain I VCC Q2 1 2 3 Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q3 2 1 3 C1 Q2 Gate Drain 晶体管 和 的波形图
48、Q2-Gate Q2-DrainStage4:Q3=On;Q2=On,当D Q3 =On,开关晶体管Q3的Source和 Drain之间的电压V DS =-0.7V,这时开关晶体管Q3被打开，因此， 晶体管Q3具有零电压切换功能。 电流流向：Q3 C1 Tr Q2 GND Stage5:Q2=Off;D Q1 =On;Q3=On,当Q2=Off时 由于变压器一次 侧存在自感电压，使得变压器一次侧的电流不能立即中断，故 当Q2=Off时，Q1自身的二极管D被打开， 电流流向：Q3 C1 Tr D Q1 Q3 I VCC Q2 1 2 3 Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q3 2 1
49、 3 C1 Q3 Gate Drain 晶体管 和 的波形图 Q3-Gate Q3-Drain I VCC Q2 1 2 3 Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q3 2 1 3 C1 Q3 Gate Drain 晶体管 和 的波形图 Q3-Gate Q3-Drain Stage7:Q1=On;Q3=Off;D Q4 =On, 当Q3=Off时 由于变压器一 次侧存在自感电压，使得变压器一次侧的电流不能立即中断， 故当Q2=Off时，Q4自身的二极管D被打开， 电流流向：GND D Q4 C1 Tr Q1 Stage6:Q1=On;Q3=On, 开关晶体管Q3的Source和Drain之间 的电压V DS =-0.7V,这时开关晶体管Q3被打开，因此，晶体管Q3 具有零电压切换功能。 I VCC Q2 1 2 3 Tr Q4 1 2 3 C Q1 2 1 3 Q3 2 1 3 C1 Q1 Gate Drain 晶体管 和 的波形图 Q1-Gate Q1-Drain I VCC Q2 1 2 3 Tr Q4
