1、一种开关稳压器电流检测的新方法2010 年 11 月 4 日 16:27 电子发烧友 0 引言随着电子产品向小型化、便携化的趋势发展，单片集成的高效、低电源电压 DC-DC 变换器被广泛应用。在许多电源管理 IC 中都用到了电流检测电路。在电流模式 PWM 控制 DC-DC 变换器中，电流检测模块是组成电流环路的重要部分，用于检测流过功率管和电感上的电流，并通过将电流检测结果和电压环路的输出做比较，实现脉宽调制的效果。在电压模式 PWM 控制 DC-DC 变换器、LDO、Charge Pump 等电路中，它还可以用作开路、短路、过流等节能和保护性目的。传统的电流检测方法有 3 种：(1)利用功
2、率管的 RDS 进行检测;(2)使用检测场效应晶体管检测;(3)场效应晶体管与检测电阻结合。针对开关稳压器，不同于传统的电流检测方式，本文提出了一种新颖的电流检测方法。1 传统的电流检测方法1.1 利用功率管的 RDS 进行检测(RDS SENSING)当功率管(MOSFET)打开时，它工作在可变电阻区，可等效为一个小电阻。MOSFET 工作在可变电阻区时等效电阻为：式中： 为沟道载流子迁移率;Cox 为单位面积的栅电容;VTH 为MOSFET 的开启电压。如图 1 所示，已知 MOSFET 的等效电阻，可以通过检测 MOSFET 漏源之间的电压来检测开关电流。这种技术理论上很完美，它没有引入
3、任何额外的功率损耗，不会影响芯片的效率，因而很实用。但是这种技术存在检测精度太低的致命缺点：(1)MOSFET 的 RDS 本身就是非线性的。(2)无论是芯片内部还是外部的 MOSFET，其 RDS 受 ，Cox，VTH 影响很大。(3)MOSFET 的 RDS 随温度呈指数规律变化(27100变化量为 35%)。可看出，这种检测技术受工艺、温度的影响很大，其误差在-50%+100%。但是因为该电流检测电路简单，且没有任何额外的功耗，故可以用在对电流检测精度不高的情况下，如 DC-DC 稳压器的过流保护。1.2 使用检测场效应晶体管(SENSEFET)这种电流检测技术在实际的工程应用中较为普遍
4、。它的设计思想是：如图 2 在功率 MOSFET 两端并联一个电流检测 FET，检测 FET 的有效宽度 W 明显比功率 MOSFET 要小很多。功率 MOSFET 的有效宽度 W 应是检测 FET 的 100 倍以上(假设两者的有效长度相等，下同)，以此来保证检测 FET 所带来的额外功率损耗尽可能的小。节点 S 和 M 的电流应该相等，以此来避免由于 FET 沟道长度效应所引起的电流镜像不准确。在节点 S 和 M 电位相等的情况下，流过检测 FET 的电流，IS 为功率MOSFET 电流 IM 的 1/N(N 为功率 FET 和检测 FET 的宽度之比)，IS 的值即可反映 IM 的大小。
5、1.3 检测场效应晶体管和检测电阻相结合如图 3 所示，这种检测技术是上一种的改进形式，只不过它的检测器件不是 FET 而是小电阻。在这种检测电路中检测小电阻的阻值相对来说比检测 FET 的 RDS 要精确很多，其检测精度也相对来说要高些，而且无需专门电路来保证功率 FET 和检测 FET 漏端的电压相等，降低了设计难度，但是其代价就是检测小电阻所带来的额外功率损耗比第一种检测技术的 1/N2 还要小(N 为功率 FET 和检测 FET 的宽度之比)。此技术的缺点在于，由于 M1，M3 的 VDS 不相等(考虑 VDS 对 IDS 的影响)，IM 与 IS 之比并不严格等于 N，但这个偏差相对
6、来说是很小的，在工程中N 应尽可能的大，RSENSE 应尽可能的小。在高效的、低压输出、大负载应用环境中，就可以采用这种检测技术。2 新型的电流检测方法在图 4 中，N_DRV 为 BUCK 稳压器的同步管栅极驱动信号，N_DRV_DC 为N_DRV 经过 1 个三阶 RC 低通滤波器之后滤出的直流分量，并且该直流分量为比较器的一端输入，比较器的另一端输入为一基准电压值 BIAS,，比较器的输出 LA28(数字信号，输出到芯片的控制逻辑)为 DC-DC 负载电流状态检测信号。该电流检测电路的作用如下：在一个稳压器芯片中，既包括一个 DC-DC(BLYCK)，又包括一个 LDO，中载和重载时工作
7、于 PWM 模式，轻载时(约为 3 mA 以下)工作于 LD0 下，而本文提出电流检测电路的作用是：当其负载电流小于一定值时(此时开关稳压器处于 DCM 模式下)，LA28 电平跳遍，实现 PWM 模式向 LD0 模式的模式切换。这里需要注意的是，如果对输出负载电流直接进行检测或是通过将电感电流取平均值的方式来检测输出负载电流，则将会带来电路实现上的困难。而在此提出的这种检测方法却不存在这个问题。该架构图是 DC-DC 负载电流状态检测电路的等效图。其作用是当 DC-DC负载电流低于 3 mA 时，其输出信号 LA28 由高变低，从而实现 PWM 模式向 LD0 的切换。它的基本原理是利用 D
8、CM 模式下(当负载电流为 3 mA 时，DC-DC 处于 DCM 模式下)负载电流与开关管栅极驱动信号 N_DRV 的关系，通过检测 N_DRV 来监控输出负载电流的变化，从而实现当负载电流低于 3 mA 时 PWM 模式向 LDO 的切换。下面将用图 5 来说明该电路检测负载电流的原理。图 5 是 DCM 模式下电感电流 IL 与同步管栅极驱动信号 N_DRV 的波形图。在该图中，电感电流的上升斜率为 ，而下降斜率为 ，则有：且 此时：又由于每个周期通过电感输出到负载的电荷量是不变的，故有。其中： T 为开关周期;IOUT 为输出负载电流。 从上面几式得：故有：现在再来分析图 4，在频域内
9、，从 N_DRV 到 N_DRV_DC 的系统传递函数为：故图 4 中的 R 与 C 组成的网络是 1 个三阶的 RC 低通滤波器。下面计算N_DRV_DC，从 t=O 接入脉宽为T，周期为 T 的周期性矩形脉冲信号N_DRV，其复频域的象函数为 。 故 N_DRV_DC 的象函数为：需要注意的是，在设计三阶 RC 低通滤波器时，其带宽应设置得远小于DC-DC 的振荡器频率(即 N_DRV 的频率)，以保证很好地滤出 N_DRV 中的高频分量;但也不宜设置得太小，否则所使用的电阻和电容将会比较大。当 DC-DC 负载电流减小，N_DRV_DC 也会减小，若减小至 N_DRV_DC=BIAS3时
10、，比较器开始由高变低，芯片将从 PWM 模式进入 LD0 模式。设此时的负载电流为 ILDO(ON)，则：即：联立式(1)和式(2)得：由上式可知，DC-DC 向 LDO 的切换阈值 ILDO(ON)与电感值 L 成反比。最终的电流检测实现电路如图 6 所示。由于该电路原理比较简单，分析从略。3 仿真结果数据仿真结果数据如表 l 所示。TA=25，L=2.2H。4 结语提出了一种开关稳压器电流检测的新方法，通过检测 DCM 模式下同步管栅极驱动信号，实现对输出负载电流的检测，从而得出芯片从 PWM 模式向 LDO 模式的切换。由此解决了通过检测电感平均电流而使的电路实现的困难。经过 HSpice 仿真验证，其仅消耗 5A 的静态电流。该种检测方法主要适用于需要对开关稳压器的 DCM 模式下负载电流进行检测的场合。
