1、免调中频 VCO 的实现 (图)分立元件 VCO 能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求（调谐范围、输出功率、相位噪声、电流消耗等等）。然而，对于具有较大批量、价格敏感的现代产品，振荡频率的生产线调整是不可接受的。这迫使射频工程师必须设计出一个不需要在安装过程中调整的 VCO，即免调节 VCO。这项设计任务并不简单，除了要掌握 VCO 的基本设计原理外，还需要射频工程师花费大量精力来保证设计的一致性，而且在各种因素（如元件参数、温度及电源电压等）允许的变化范围内，振荡器始终调谐在正确的频率。本文试图对这项任务的重要性给出一个评价，同时解释一些和免调节中频 VCO 设计有关的问题。 VC
2、O 结构 -有多种可行的振荡器结构都可用于构建一个实用的射频 VCO，其中一种已经在许多商品化 VCO 模块和不计其数的分立 VCO 电路中得到了成功应用，这就是 Colpitts 共集电极电路（图 1）。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。 图 1:基本 Colpitts 振荡器 广告插播信息维库最新热卖芯片： A3958SLB CT-L61DT81-IM-AA ACE9020B RCL10487 N80C198 W86C453P D78P322L LM4753T HEF4093BT S9014 - 灵活、廉价、并具有足够高性能的 VCO 可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组
3、成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路，控制着振荡频率，电感或电容的任何变化都会改变振荡频率。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图 2）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还使于对振荡器做直观地分析。 图 2:Colpitts 结构用于 VCO - 对于 Colpitts 振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts 振荡器可重画为一个带有正反馈的 LC 放大器（图 3）。这个视点易于计算环路增益、振荡
4、幅度和相位噪声。为了描述启动过程和振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图 4）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts 振荡器的设计方程（Meyer 1998）。 图 3：LC 放大器模型 图 4：映像放大器模型 Colpitts 振荡器的基本设计方程 - 在图 2 中，不考虑分布参数，并假定 CCC1 和 C2，并有 C1C（C 为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算： -f0=1/(2(L*C T), CT=CV+C12.(1) -CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0), C12=(C1*C2)/(C1+C2) -谐振电路的品质因数（QT
5、）可按下式计算： -QV1/(2*C V*RS*F0), RQC=QV2*RS(2) -QTR EQ/(2*L*F 0), REQ=RQLR QC -振荡幅度可按下式估算： - V0=2*IQ*REQ*(J1()/J 0(), V 0=IQ*REQ*1.4.(3) -环路增益和起振条件按下式计算： -环路增益=g m*REQ*1/n, 当 n=(C1+C2)/C2.(4) -起振条件： - gm/(2*C 1*f0)(2*C 2*f0)(REQ/QT2)(5) -距离中心频率一定频偏（fm）处 Colpitts 振荡器的相位噪声（PN）可按下式计算： - PN=in2*(1/V02)*f0/(
6、2Q0)2*(REQ2/fm).(6) - 上述公式中：Co=压变电容耦合电容：C T=总谐振电容；CVAR=压变电容；fm=以 Hz 为单位的相位噪声频偏；fo=振荡频率；gm=双极晶体管跨导；in=集电结散粒噪声；IQ=振荡晶体管偏流；Q L=电感 Q；Q T=谐振电路 Q；Q V=等效压变电容 Q；R EQ=谐振电路等效并联电阻；R S=压变电容串联电阻； V O=谐振电压均方根值。 免调节 VCO 的设计考虑 - 免调节 VCO 从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源（如元件容差）所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项任务非常简单明了
7、，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容限制了频率调谐范围，而且，VCO 的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会严重降低谐振电路的品质因数 Q。所带来的结果便是更大的相位噪声、对调谐线噪声更为敏感、压变电容两端过大的电压摆幅、潜在的启动问题等，并给环路滤波器设计带来很大的困难。 - 较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路 Q 值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一
8、个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV（等效可变电容）的 Q 值，如方程（2）所示。CV 的 Q 值降低同时使谐振电路净 Q 值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算： PN=201og2*K V*Vn/(2*fm),Kv=VCO 增益(Hz/V),Vn=噪声密度(V/(Hz).(7) - 显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要便免调节 VCO 保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的
9、调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。由于压变电容耦合的加重，更多的谐振电压摆幅会出现在压变电容两端，而压变电容电压的摆幅必须加以限制以防压变电容被正向偏置。这就限制了谐振电路中的信号功率，因而也就影响到振荡器的相位噪声。最后，当谐振电路的等效串联电阻过大时还会带来起振问题（参见基本方程）。频率调谐范围过宽的 VCO 可能无法正常起振，尤其是在极限温度下。那么，要实现恰当的调谐范围，首先碰到的问题就是确定恰当的调谐范围。 影响振荡率的误差源 - 为了适应影响振荡频率的各种误差源，免调节 VCO 的频率调谐范围必须增加。这些误差源可分为两类：元件参数误差和设计对准误差。设定振荡频率的
10、 LC 元件当然是非理想的，它们会带来以下问题： 元件之间的差异（容差）； 不理想的性能（由于电感、电容以及引线串联电阻等造成有限的频率响应）； 电路布线中的分布电容和电感造成的误差。- 附表列出了振荡器中频率设定元件的典型容差。另一方面，设计过程中在对准 VCO 调谐范围时的不确定因素还会导致设计对准误差。设计对准作为一个振荡频率建立中的误差来源常常被忽视。为了充分利用现有的频率调谐范围，调谐边界必须相对于预期的振荡频率相对称。在建立这个中心点时的任何误差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精确性而引起，都会降低可用的调谐范围。为了在各种温度、电源电压、元件容差等条件下保证振荡频率，调谐范
11、围必须足够宽，以便容纳该误差。可以利用振荡频率公式计算出总的频率误差，只需对其中的每项元素乘以一个比例因子即可。 附表振荡器中频率设定元件的典型容差元件 容差压变电容 15%于 VTUNE=0.4V10%于 VTUNE=2.4V电感 5%电容 5%分布电容 10%分布电感 6%振荡元件阻抗 15%频率偏移和调谐范围 - 频率调谐范围可通过改变调谐电压获得，从 VTUNE（LOW）到 VTUNE（HIGH），具有高、低频率边界（f HIGH和 flow）和一个位于 fHIGH和 fLOW中点的“中心”频率（f center）（图 5）。理想情况下，调谐范围应安排在使 fCENTER 恰好位于期望
12、频率的位置（图 5a）。然而，元件误差和设计对准误差可能会使频率调谐区间发生偏移。如果在最差情况下，系统提供的调谐电压不足，不能获得足够的频率调谐范围，则期望的振荡频率就无法达到（图 5b）。显然，仔细确定调谐范围需求是很有必要的。这可能过以下方法实现，首先计算出所有误差源所引起的频率偏差，然后确定最差情况下的 fLOWfOSC且 fHIGHfOSC（图 5c）。 设计验证 - 线路板布局和元件选择完成之后，还需要对设计进行验证和测试。通常，必须检查调谐范围、启动性能、相位噪声等等性能是否符合设计要求。此外，测试必须基于一个统计有效的生产流程数量之上，以使确定调谐范围和平均中心频率，以及它们相对于预期振荡频率的相对位置。所有这些工作都是得到一个稳定的、可重复生产并具有预期性能的设计所必需的。MAXIM 公司已开发出新款 VCO IC MAX2620，解决了VCO 的设计难题，同时显著缩短了实现免调节中频 VCO 所必需的时间。
