1、运算放大器组成的电路五花八门，令人眼花瞭乱，是模拟电路中学习的重点。在分析它的工作原理时倘没有抓住核心，往往令人头大。为此本人特搜罗天下运放电路之应用，来个“庖丁解牛”，希望各位从事电路板维修的同行，看完后有所斩获。遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放大器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比如这是一个同向放大器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出 Vo=(1+Rf)Vi，那是一个反向放大器，然后得出 Vo=-Rf*Vi最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾经面试过至少100个以上的大专以上学历的电子专业应聘者，结果能
2、将我给出的运算放大器电路分析得一点不错的没有超过10个人！其它专业毕业的更是可想而知了。今天，芯片级维修教各位战无不胜的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断 ”，不过要把它运用得出神入化，就要有较深厚的功底了。虚短和虚断的概念由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB 以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于 “短路” 。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。“虚短 ”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称
3、为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1M 以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故 通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。 “虚断” 是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性 称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入暂时忘掉那些输入输出关系的公式这些东东只会干扰你，让你更糊涂也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、
4、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题） 。好了，让我们抓过两把“板斧” -“虚短” 和“虚断”，开始“ 庖丁解牛 ”了。总记录数 113总页数 3 当前页 1 1 23 引用| 回复| 2006-10-19 21:06:00 1楼芯片级维修图一运放的同向端接地=0V，反向端和同向端虚短，所以也是0V，反向输入端输入电阻很高，虚断，几乎没有电流注入和流出，那么 R1和 R2相当于是串联的，流过一个串联电路中的每一只组件的电流是相同的，即流过 R1的电流和流过 R2的电流是相同的。流过 R
5、1的电流 I1 = (Vi - V-)/R1 a 流过 R2的电流 I2 = (V- - Vout)/R2 b V- = V+ = 0 c I1 = I2 d 求解上面的初中代数方程得 Vout = (-R2/R1)*Vi 这就是传说中的反向放大器的输入输出关系式了。引用| 回复| 2006-10-19 21:08:00 2楼芯片级维修图二中 Vi 与 V-虚短，则 Vi = V- a 因为虚断，反向输入端没有电流输入输出，通过 R1和 R2 的电流相等，设此电流为 I，由欧姆定律得： I = Vout/(R1+R2) b Vi 等于 R2上的分压， 即：Vi = I*R2 c 由 abc 式
6、得 Vout=Vi*(R1+R2)/R2 这就是传说中的同向放大器的公式了。引用| 回复| 2006-10-19 21:09:00 3楼芯片级维修图三中，由虚短知： V- = V+ = 0 a 由虚断及基尔霍夫定律知，通过 R2与 R1的电流之和等于通过R3的电流，故 (V1 V-)/R1 + (V2 V-)/R2 = (Vout V-)/R3 b 代入 a 式，b 式变为 V1/R1 + V2/R2 = Vout/R3 如果取 R1=R2=R3，则上式变为 Vout=V1+V2，这就是传说中的加法器了。引用| 回复| 2006-10-19 21:11:00 4楼芯片级维修请看图四。因为虚断，
7、运放同向端没有电流流过，则流过 R1和 R2的电流相等，同理流过 R4和 R3的电流也相等。故 (V1 V+)/R1 = (V+ - V2)/R2 a (Vout V-)/R3 = V-/R4 b 由虚短知： V+ = V- c 如果 R1=R2，R3=R4，则由以上式子可以推导出 V+ = (V1 + V2)/2 V- = Vout/2 故 Vout = V1 + V2 也是一个加法器，呵呵！引用| 回复| 2006-10-19 21:13:00 5楼芯片级维修图五由虚断知，通过 R1的电流等于通过 R2的电流，同理通过 R4的电流等于 R3的电流，故有 (V2 V+)/R1 = V+/R2
8、 a (V1 V-)/R4 = (V- - Vout)/R3 b 如果 R1=R2， 则 V+ = V2/2 c 如果R3=R4， 则 V- = (Vout + V1)/2 d 由虚短知 V+ = V- e 所以 Vout=V2-V1 这就是传说中的减法器了。引用| 回复| 2006-10-19 21:15:00 6楼芯片级维修图六电路中，由虚短知，反向输入端的电压与同向端相等，由虚断知，通过 R1的电流与通过 C1的电流相等。通过 R1的电流 i=V1/R1 通过 C1的电流 i=C*dUc/dt=-C*dVout/dt 所以 Vout=(-1/(R1*C1)V1dt 输出电压与输入电压对时
9、间的积分成正比,这就是传说中的积分电路了。若 V1为恒定电压 U，则上式变换为Vout = -U*t/(R1*C1) t 是时间，则 Vout 输出电压是一条从0至负电源电压按时间变化的直线。引用| 回复| 2006-10-19 21:16:00 7楼芯片级维修图七中由虚断知，通过电容 C1和电阻 R2的电流是相等的，由虚短知，运放同向端与反向端电压是相等的。则： Vout = -i * R2 = -(R2*C1)dV1/dt 这是一个微分电路。如果 V1是一个突然加入的直流电压，则输出Vout 对应一个方向与 V1相反的脉冲。引用| 回复| 2006-10-19 21:18:00 8楼芯片级
10、维修图八.由虚短知 Vx = V1 a Vy = V2 b 由虚断知，运放输入端没有电流流过，则 R1、R2、R3可视为串联，通过每一个电阻的电流是相同的， 电流 I=(Vx-Vy)/R2 c 则： Vo1-Vo2=I*(R1+R2+R3) = (Vx-Vy)(R1+R2+R3)/R2 d 由虚断知，流过 R6与流过 R7的电流相等,若 R6=R7， 则 Vw = Vo2/2 e 同理若 R4=R5，则 Vout Vu = Vu Vo1，故 Vu = (Vout+Vo1)/2 f 由虚短知，Vu = Vw g 由 efg 得 Vout = Vo2 Vo1 h 由 dh 得 Vout = (Vy
11、 Vx)(R1+R2+R3)/R2 上式中(R1+R2+R3)/R2是定值，此值确定了差值(Vy Vx)的放大倍数。这个电路就是传说中的差分放大电路了。引用| 回复| 2006-10-19 21:20:00 9楼芯片级维修分析一个大家接触得较多的电路。很多控制器接受来自各种检测仪表的020mA 或420mA 电流，电路将此电流转换成电压后再送 ADC 转换成数字信号，图九就是这样一个典型电路。如图420mA 电流流过采样100 电阻 R1，在 R1上会产生 0.42V 的电压差。由虚断知，运放输入端没有电流流过，则流过 R3和R5的电流相等，流过 R2和 R4的电流相等。故： (V2-Vy)/
12、R3 = Vy/R5 a (V1-Vx)/R2 = (Vx-Vout)/R4 b 由虚短知： Vx = Vy c 电流从020mA 变化，则 V1 = V2 + (0.42) d 由 cd 式代入 b 式得(V2 + (0.42)-Vy)/R2 = (Vy-Vout)/R4 e 如果 R3=R2，R4=R5 ，则由 e-a 得 Vout = -(0.42)R4/R2 f 图九中 R4/R2=22k/10k=2.2，则 f 式 Vout = -(0.884.4)V，即是说，将420mA 电流转换成了-0.88 -4.4V 电压，此电压可以送 ADC 去处理。引用| 回复| 2006-10-19
13、21:21:00 10楼芯片级维修引用| 回复| 2006-10-19 21:22:00 11楼芯片级维修电流可以转换成电压，电压也可以转换成电流。图十就是这样一个电路。上图的负反馈没有通过电阻直接反馈，而是串联了三极管 Q1的发射结，大家可不要以为是一个比较器就是了。只要是放大电路，虚短虚断的规律仍然是符合的！由虚断知，运放输入端没有电流流过，则 (Vi V1)/R2 = (V1 V4)/R6 a同理 (V3 V2)/R5 = V2/R4 b由虚短知 V1 = V2 c如果 R2=R6，R4=R5，则由 abc 式得 V3-V4=Vi上式说明 R7两端的电压和输入电压 Vi 相等，则通过 R
14、7的电流 I=Vi/R7，如果负载 RL100K，则通过Rl 和通过 R7的电流基本相同。引用| 回复| 2006-10-19 21:23:00 12楼芯片级维修来一个复杂的，呵呵！图十一是一个三线制 PT100前置放大电路。PT100传感器引出三根材质、线径、长度完全相同的线，接法如图所示。有2V 的电压加在由 R14、R20、R15 、Z1、PT100 及其线电阻组成的桥电路上。Z1、Z2、Z3 、D11 、D12 、D83及各电容在电路中起滤波和保护作用，静态分析时可不予理会，Z1、Z2、Z3 可视为短路，D11 、D12 、D83及各电容可视为开路。由电阻分压知， V3=2*R20/(
15、R14+20)=200/1100=2/11 a 由虚短知，U8B 第6、7脚 电压和第5 脚电压相等 V4=V3 b 由虚断知，U8A第2脚没有电流流过，则流过 R18和 R19上的电流相等。 (V2-V4)/R19=(V5-V2)/R18 c 由虚断知，U8A 第3脚没有电流流过， V1=V7 d 在桥电路中 R15和 Z1、PT100及线电阻串联，PT100与线电阻串联分得的电压通过电阻 R17加至 U8A 的第3 脚， V7=2*(Rx+2R0)/(R15+Rx+2R0) e 由虚短知，U8A 第3脚和第2脚电压相等， V1=V2 f 由 abcdef 得， (V5-V7)/100=(V
16、7-V3)/2.2 化简得 V5=(102.2*V7-100V3)/2.2 即 V5=204.4(Rx+2R0)/(1000+Rx+2R0) 200/11 g 上式输出电压 V5是Rx 的函数我们再看线电阻的影响。Pt100最下端线电阻上产生的电压降经过中间的线电阻、 Z2、R22 ，加至 U8C 的第 10脚，由虚断知， V5=V8=V9=2*R0/(R15+Rx+2R0) a (V6-V10)/R25=V10/R26 b 由虚短知， V10=V5 c 由式 abc 得 V6=(102.2/2.2)V5=204.4R0/2.2(1000+Rx+2R0) h 由式gh 组成的方程组知，如果测出
17、 V5、V6的值，就可算出 Rx 及 R0，知道 Rx，查 pt100分度表就知道温度的大小了。摘要：长期以来 , 模拟比较器的使用一直处在它的 “同伴 ” 运算放大器的阴影之中。设计人员发表了大量针对运算放大器的应用笔记 , 而关于比较器的应用笔记较少。正是由于缺少比较器的应用资料 , 很多用户希望 Maxim 应用部能够在如何建立比较器滞回电压方面提供帮助。本文针对这一需求 , 介绍在一些常用的比较器电路中建立滞回电压的方法 , 并且讨论了提高噪声抑制能力和系统稳定性有关措施。关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始，与许多其它技术术语一样， “滞回”源于希腊语，含义是“延迟” 或“
18、滞后 ”，或阻碍前一状态的变化。工程中，常用滞回描述非对称操作，比如，从 A 到 B 和从 B 到 A 是互不相同。在磁现象、非可塑性形变以及比较器电路中都存在滞回。绝大多数比较器中都设计带有滞回电路，通常滞回电压为 5mV 到 10mV。内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡，却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。这种情况下需要增加外部滞回，以提高系统的抗干扰性能。首先，看一下比较器的传输特性。图 1 所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性，图 2 所示为实际比较器的传输特性。从图 2 可以看出，实际电压比较器的输出是在
19、输入电压(V IN)增大到 2mV 时才开始改变。图 1. 理想比较器的传输特性图 2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环状态下可以用作比较器，但是一旦输入信号中有少量的噪声或干扰，都将会在两个不同的输出状态之间产生不期望的频繁跳变(图 3)。用带有内部滞回电路的比较器代替开环运算放大器能够抑制输出的频繁跳变和振荡。或在比较器的正反馈电路中增加外部滞回电路，正反馈的作用是确保输出在一个状态到另一个状态之间快速变化，使比较器的输出的模糊状态时间达到可以忽略的水平，如果在正反馈中加入滞回电路可减缓这种频繁跳变。图 3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子，考虑图 4 所示简单电
20、路，其传输特性如图 5 所示。比较器的反相输入电压从 0开始线性变化，由分压电阻 R1、R2 构成正反馈。当输入电压从 1 点开始增加( 图 6)，在输入电压超过同相阈值 VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前，输出将一直保持为 VCC。在阈值点，输出电压迅速从 VCC 跳变为 VSS，因为，此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。输出保持为低电平，直到输入经过新的阈值点 5，V TH- = VSSR2/(R1 + R2)。在 5 点，输出电压迅速跳变回 VCC，因为这时同相输入电压高于反相输入电压。图 4. 具有滞回的简单电路图 5. 图 4 电路的传输特性图 6. 图 4 电路的
21、输入 /输出电压波形图 4 所示电路中的输出电压 VOUT 与输入电压 VIN 的对应关系表明，输入电压至少变化2VTH 时，输出电压才会变化。因此，它不同于图 3 的响应情况(放大器无滞回) ，即对任何小于 2VTH 的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。在实际应用中，正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈网络设置。其它设置可以通过增加不同阈值电压的滞回电路获得。图 7 电路使用了两个 MOSFET 和一个电阻网络调节正负极性的阈值。与图 4 所示比较器不同，电阻反馈网络没有加载到负载环路，图 8 给出了输入信号变化时的输出响应。图 7. 通过外部 MOSFET 和电阻构成滞回电路图 8.
22、图 7 电路的输入 /输出电压波形比较器内部的输出配置不同，所要求的外部滞回电路也不同。例如，具有内部上拉电阻的比较器，可以在输出端和同相输入端直接加入正反馈电阻。输入分压网络作用在比较器的同相输入端，反相输入电压为一固定的参考电平(如图 9)。图 9. 在带有上拉电阻的比较器中加滞回电路如上所述，具有内部滞回的比较器提供两个门限：一个用于检测输入上升电压(V THR)，一个用于检测输入下降电压(V THF)，对应于图 8 的 VTH1 和 VTH2。两个门限的差值为滞回带(VHB)。当比较器的输入电压相等时，滞回电路会使一个输入迅速跨越另一输入，从而使比较器避开产生振荡的区域。图 10 所示
23、为比较器反相输入端电压固定，同相输入端电压变化时的工作过程，交换两个输入可以得到相似波形，但是输出电压极性相反。图 10. 图 9 电路的输入 /输出电压波形根据输出电压的两个极限值(两个电源摆幅) ，可以很容易地计算反馈分压网络的电阻值。内部有 4mV 滞回和输出端配有上拉电阻的比较器如 Maxim 公司的MAX9015、MAX9017 和 MAX9019 等。这些比较器设计用于电压摆幅为 VCC 和 0V 的单电源系统。可以按照以下步骤，根据给定的电源电压、电压滞回(V HB)和基准电压(V REF)，选择并计算需要的元件：第1步选择 R3，在触发点流经 R3 的电流为(V REF - V
24、OUT)/R3。考虑到输出的两种可能状态， R3 由如下两式求得：R3 = VREF/IR3 和 R3 = (VCC - VREF)/IR3取计算结果中的较小阻值，例如，V CC = 5V，IR3 = 0.2A，使用 MAX9117 比较器(V REF = 1.24V)，则计算结果为 6.2M 和 19M，选择 R3 为标准阻值 6.2M。第2步选择滞回电压(V HB)。在本例中，选择滞回电压为 50mV。第3步R1 可按下式计算。对于这个例子，R1 的值为：第4步输入 VIN 上升门限(V THR)的选择，例如：在该门限点，当输入电压 VIN 超过阈值时，比较器输出由低电平变到高电平。本例中
25、，选择 VTHR = 3V。第5步计算 R2，R2 可按下式计算：本例中，R2 的标准值为 44.2k。第6步按如下步骤验证电压和滞回电压：V IN 上升门限 = 2.992V，等于 VREF 乘以 R1，除以R1、R2 和 R3 并联后的阻值。VIN 下降门限 = 2.942V。因此，滞回电压 = VTHR - VTHF = 50mV。最后，开漏结构的比较器内部滞回电压为 4mV (MAX9016、MAX9018、MAX9020)，需要外接上拉电阻，如图 11 所示。外加滞回可以通过正反馈产生，但是计算公式与上拉输出的情况稍有不同。滞回电压 = VTHR - VTHF = 50mV。按如下步
26、骤计算电阻值：第1步选择 R3，在 IN_+端的输入偏置电流小于 2nA，所以通过 R3 的电流应至少为 0.2A，以减小输入偏置电流引起的误差。在触发点流经 R3 的电流为(V REF - VOUT)/R3。考虑到两种可能的输出状态，R3 可由以下两个公式求得：R3 = VREF/IR3 或 R3 = (VCC - VREF)/IR3 - R4取上述结果的较小值。例如，V CC = 5V，IR3 = 0.2A，R4 = 1M，使用 MAX9118 比较器(VREF = 1.24V)，计算结果为 6.2M 和 18M，则 R3 选 6.2M。第2步选择需要的滞回电压(V HB)。第3步选择 R1，R1 可按下式计算：在此例中，R1 为：第4步选择 VIN 上升门限(V THR)，如下式：在该门限点，当输入电压 VIN 超过阈值时，比较器输出由低电平变到高电平。本例中，选择 VTHR = 3V。第5步计算 R2，如下式：本例中，R2 的标准值为 49.9k。第6步按如下步骤验证触发电压和滞回电压：图 11. 在输出为开漏结构的比较器中加滞回电路
