1、IGCT 最初四年的发展 Eric Carroll,ABB Semiconductors AG, Lenzburg,Switcerland 【摘要】1996 年问世的集成门极换向晶闸管在多个方面打破了新功率半导体器件的传统,举例来说，GTO 器件，在 1979 年的 1200V/600A 开始，发展到现有的 6KV/6KA 的水平经历了 15 年。类似的，IGBT 器件在 1981 年以 6A/600V 开始，到现在已经发展到额定值达到 4.5KV/2000A。这两种器件都是从牵引应用开始，随着成本的下降和额定功率的上升，逐步扩展到工业驱动领域，最后进入电力传输领域。比较而言，IGCT 恰恰倒
2、转了这种趋势，它首先以 4KA/4.5KV 额定值应用于电力传输领域，然后向下扩展到 300A 额定值，应用于中等电压驱动范围，最后在 21 世纪进入牵引市场。以下这些内容将回顾 IGCT的工作方式、主要特点和应用，以及展望它的未来。 主要工作方式 关 断 IGCT 在横向上大量吸收了 GTO 的技术，并且在其阳极(纵向)结构上吸收了一些 IGBT 技术。但是它的工作机理与两者都有区别，我们首先来谈一谈 GTO 的工作机理，以了解它们之间有什么不同。图 1 显示了 GTO 的关断波形， GTO 是一种可以被反向门极电流关断的晶闸管。pnp-npn 三极管对的增益是变化的，以便一旦阴极电流下降到
3、一定程度，GTO 导通的条件即anpn+apnp=1 不满足时，晶闸管即被关断并断开。当然，在断开的同时，器件上电压将会快速失控的增大，带来 dv/dt 将会趋于重新开通晶闸管。因此，GTO 一般都要使用 dv/dt 限制,通过大量的并联吸收电容，将dv/dt 的平均值限制在 5001000V/s。图 1 显示了三个区域，在晶闸管区，管子稳定地导通，中间区域是不稳定的 GTO 区，在三极管区，管子稳定地断开。这张图精确地暴露出了 GTO 的缺陷，即在 “GTO 区域”中，元件既不是三极管也不是晶闸管。在此我们可以看到，在这个短暂的区间内，元件承受了正向的阳极-阴极电流和正向的阳极- 阴极电压，
4、不幸的是，这种情况往往会重新触发元件，这就要求电流或电压必须最小。实际上，GTO 通过延迟电压的上升来实现关断，通过并联的吸收电容影响电流下降来达到这一点。图 1 同时也表明了增加门极的反向电流变化值，可以缩短这一影响元件特性的区域，但是并不能完全去除掉，图 2 中显示，较高的但是有限度的门极电流变化值可以使得在阳极电压上升之前阴极电流降为 0。这是因为实际上正向电压加在阳极 pnp 三极管上，加图 1 右上升所示。这是一只高压大电流的三极管，n 基区很厚有大量的储存电荷，这就需要阳极电流有一定时间(1-2 微秒) 去除这些电荷。如果在这个时间内，阳极三极管转出工作区，这样当阳极电压上升时，就
5、不会有任何阴极电流了，也就是说，在关断时元件是一个基极开路的 pnp 三极管，像 IGBT 一样运作。这样，IGCT 的工作原理就不像 GTO 那样有明显的三个阶段，如图 1 所示，它退化为两个阶段如图2 所示，此时，晶闸管导通区紧连着三极管关断和断开区域，图 3C 是用示波器总结性地显示这三步变化。开 通 在上述的三个阶段-导态、关断、断开 -之前，开通阶段有一点相似之处，如图 4 所示 2 例中。在开通阶段，数百安培的门极电流强脉冲迅速有效地使阴极 npn 三极管在晶闸管开关动作之前进入饱和区，使得即使在非常高的 di/dt 的情况下，开通损耗也几乎可以忽略。这样，即使是另外方式的晶体管结
6、构，也可以莸得相当一致的开通。这一点如图 4 中实线的示波器曲线所示，此时，阳极的电流上升率由外部的电感决定。降低 GCT 门极电流对阳极的 di/dt 会有一些影响，但同时会增大开通损耗，并且可能会如虚线所示重蹈晶闸管的覆辙。因为 IGCT 是双稳态开通的器件，它可以调整 di/dt 或 dv/dt，就象真正三极管那样。虽然这些参数对器件本身并不十分重要，但是开通一个开关的同时，总会强制关断一个相联的同样等级的二极管。图 5描述了两个基本的逆变器电路，分别采用 IGCT 和 IGBT；图 6 显示了典型的开通转换波形。对 di/dt 的限制源于对动态开关电通时，双极型的续流二极管的反向恢复的
7、限制，现有的二极管技术与 IGCT 和 IGBT 一样，最大允许的 di/dt 值是给定的，并且其控制工具(方法) 仅限于 IGBT，其它类似晶闸管结构的(如 IGCT)只能采用外部限制的方法 (如电感)，图 6 显示了图 5a 和 5b 两种电路的典型开通波形，图 6 中， di/dton 是允许额定值下的电流作用于续流二极管上(FWD)。Iload 是额定的负载电流，因此t2-t0(等于 ton)是直流电压的 dc-link 作用在 IGBT(门极控制，图 5b)或作用在电感上( 图 5a)的时间。因为FWD 的恢复时间是有限的(因为 di/dt 的限制)，负载直到 t2 时实际上是短路的
8、。因此，电路精确的开通损耗(即 FWD 的损耗)如下式所式：Eon-circuit=(t2-t0)Vdc(Icoad+Irr)/2 (1)器件上的损耗为： Eon-deviceLload Vswitch(t).dt (2)这两个公式运用于无 di/dt 吸收的 IGBT 和有 di/dt 吸收的 IGCT。(1)可以改写为：Eon-circuit=tonVdcIpk/2 (3) = (4) 表 1 无 di/dt 吸收的 IGBT（图 5b）具有 di/dt 吸收的 IGBT（图 5a）Eon-circuit 如公式（ 1） 消散在器件上 消散于 Rsnubber，后来演变为ERR 和 Eof
9、f见图 8Eon-dcvice 如公式（ 2） 消散在器件上（对于高 SCSOA 器件较大）消散在器件上（对于硬门极开通驱动的器件较小）公式(4)表明：损耗与直流电压成正比与峰值电流的平方成正比与转换过程中的 di/dt 成反比在直流电压 600V 的低压驱动领域 (LVDS)，二极管允许较大的 di/dt 值，开通时间很短，产生的损耗几乎可以忽略，(二极管上的 di/dt 接近 2000A/scm 2)，高电压的硅二极管工作的 di/dt 值要低 30 倍，而且 5 倍高的电压值会产生 150 倍的开通损耗(作用于 5a 中的扼流器和 5b 中的放大器) ，鉴于此，大功率的硅二极管的重要性是
10、可以预见，而且二极管带来的损耗，对于 5a 和 5b 来讲(几乎占了逆变器损耗的一半以上)，最好消散于半导体器件之外( 作用于低成本的电阻 (图 5a)，这要好过作用于昂贵的半导体器件内部(S1-6 图 5b)，无需多说，对于直流高压使用时，图 5b 中离散电感的缺乏，使得必须选取阻抗器 (电阻)或保险丝去避免任何器件失效造成的爆炸。(因此而增加成本的损耗) 钳位电路损耗 图 7 是钳位电路的具体形式，如果我们假设直流换电容(图示为一个良好的电压源) 和钳位电容都很大，那么关断波形将与图 3c 中所示相似，因此不管是钳位电压还是直流电压在关断期间变化，所备的吸收电感储存的能量都将发散在吸收电阻
11、上，前提开关是理想的(IGCT 和 FWD 的关断是陡的无耗的)，如果直流电压在开关导通期间下降，钳位电容上的电压在关断期间上升，那么会有一小部分能量返回直流电压源。在绝大多数设计中，这一点是可以忽略的。然而在关断时，FWD 和 IGBT 或 FWD 和 IGCT 的关断不是理想化的，他们也要发散一部分能量(对于 4.5KV 的器件，约 1-2Ws/MW)，这些能量对于图 5b 来讲来源于源极，而对图 5a 或图 7 来讲，则来自于吸收电感。因此，在开通时，尽管图 5b 中消耗在 IGBT 上的能量与图 5a 或图 7 中存贮在吸收电感中的能量相等，而在关断时，实际消耗在吸收电阻上的能量，因为
12、开关上的损耗(ERR 和 Eoff)而减少。所以，与通常的观念相反的是，图 7 中的电感使得系统的效率更高，而且因为半导体器件上的功耗的降低使得工作频率更高。图 8 解释了 FWD 和 IGCT 关断时钳位的次序。当在有正向电压的情况下，器件上电流下降至 0，关断损耗作用于半导体器件内部，在上面典型波形中，关断能量根据损耗发生时器件上的电压低于或者高过指定的钳位电压而被分为第一和第二部分。从图 7 中可以看出，一旦钳位二极管导通(即器件上的电压大于钳位电压)，关断损耗都来自于钳位电容，而不是直流联结电容。钳位电容又由钳位电感那里获得能量，钳位电感里储存的是公式 4 所指出的线路开通能量。这样，
13、大部分能量作为半导体器件的关断损耗而循环使用，而并未浪费在吸收电阻上，可以减小器件的尺寸，此处的多种损耗列在表 2 中。表 2能 量 IGBT（硬 开 关） IGCT（硬 关 断）Eon-circuit IGBT 的 EON-C 0Eon-Device IGBT 的 EON-D 0EOFF-Device IGBT 的 EOFF1+EOFF2 IGCT 的 EOFF1+EOFF2ERR-FWD FWD 的 ERR1+ERR2 FWD 的 ERR1+ERR2ER-Snubber 0 EON-C-ERR2-EOFF2总的系统动态损耗 EON-C+EON-D+EOFF1+EOFF2+ERR1+ERR2
14、 EON-C+EOFF1+ERR1IGBT 和 IGCT 结构的动态损耗分布半导体器件技术 工作原理阐明了 GCT 这一概念是基于 GTO 芯片的设计，实际上，任何 GTO 都可以在一致的增益下工作，以实际高速无吸收的开关。然而 IGCT 拥有的特点不止这些，传统的 GTO 技术就不能象这些新器件一样降低功耗。IGCT 的关键特点总结如下。 缓冲层 对于固定的 pn 结，其电特性区域分布如图 9a 示为三角形分布，其总的阻断电压(对于晶闸管来讲为Vdrm)为整个区域(即 n 区厚度 )，因此，要求的阻断电压越高，硅片就会越厚，通态和开关损耗就越大。图 9b 描述的是同样的导电区域甚至还有所减小
15、，同样的阻断电压可以用更薄的硅片来实现，带来更高效的器件，这种类型的区域分布实际上通过引入缓冲层来实现。缓冲层是指附加的内部的 n 层，从而重新形成新的三角形分布。这种分布也被称为梯形结构。例如：将这种缓冲技术用于 4.5KV GCT，可降低需要的硅片厚度 40%，这样同样可以降低通态和开关损耗。例如，对于同样的关断损耗，4KA/4.5KV 的 GTO 的通态压降在 1254000A 时为 3.8V，而同等的 IGCT 在同样的条件下仅有 2.7V。 浅层发射极(即透明发射极-编者)为了实现较低的通态压降，晶闸管结构仍然保留导通器件特性，这就需要图 1a 所示的再生三极管对，为了获得小的关断损
16、耗，阳极三极管的增益被限制并且被做成很薄并且弱掺杂。以便在关断阶段，当阳极电压开始建立时，电子可以通过发射极被清除出去而不需中和空穴。电子这种在关断时不需激发就可以穿过阳极的特性，赋予发射极名称为：对于电子来说，阳极是浅层的(即透明层- 编者)，可以象短路一样穿过它。事实上，对于传统的 GTO 物理上的短路实际上也重新分布阳极发射极以达到同样效果，但是可以想到的是其门极驱动电流也要增加，发射极的浅层性，仅仅使用于 ABB 所有的 GCT 半导体器件中，通常情况下用于 IGBT 和高级 GTO 中。 不对称器件 上面所述的发射极构造使得器件没有反向阻断能力，为反向导通建立阻断区是基础，下面对这种
17、反向阻断器件详细说明。目前，只有较大尺寸的器件(9lmm 以上)为了追求最高的额定值而采用不对称结构。因此，对于电压源逆变器(VSIs)配备有反并的分立二极管，而对于电流源逆变器，则采用串联分立二极管。反向导通器件 因为 VSI 是 IGCT 最常见的应用，因此反向导通的器件有 4 个直径尺寸和 2 个电压等级(如图 11 示)。这是二极管被单独集成在 GCT 芯片中，不必外联分立的反并联二极管。这一点的实现，多亏有了缓冲层，它为制造快速优质的二极管提供了足够的硅片空间，(这在 GTO 和 IGBT 来讲是不可能实现的)。反向阻断器件 在 CSI 中，需要串联二极管而不是反并联二极管。反向阻断
18、器件可以通过两种方式来实现。第一种方式为对称芯片制造工艺，即在同一个硅片上制造两个可关断的结。对于晶闸管和 GTO 来讲，对称工艺是艺术级的。第二种方式为将一个二极管和一个不对称的关断器件如不对称的 GCT 串联起来，对称工艺不允许缓冲层结构的加入，因此，必需采用厚的硅单晶片去生产高电压的器件，从而使动态损耗增加。这一点也许在过去的低频使用中可以接受，但它将是未来高压高频应用的主要障碍，如果试图通过降低少子寿命来降低动态损耗，则会使通态损耗下降。这个缺陷可以通过分立的 GCT 和二极管芯片的串联来解决。因为两个芯片都能获得最小的薄度，他们的通态压降减小了，对关断损耗的减小也非常有利。这样，对称
19、器件的深层次问题，关断能力较差，也就解决了。当应用在小电流场合时，GCT 和二极管芯片可以封装一个压结式单元中，然而在大电流应用场合，最好将两者分别封装，这样可以将散热能力提高 50%。图 11 为单芯片和双芯片封装的器件图，目前，ABB 就提供这两种形式的器件。通过认识到双芯片压装这一技术，这种元件和形式的标准化的推进工作已经更进一步。这样就可以独立地各自优化 GCT 和二极管技术，分别获得最大的产量，标准化芯片生产工艺和门极驱动标准化和标准化结构。同样的芯片，门极单元和架构可能通过级联( 包括冗余) 和非级联的方式用在 VSI 和 CSI 中。 产品系列利用上述的技术，生产的产品系列如表
20、3 所示 表 3 反 向 导 通 反 向 阻 断 不对称VDRM 硅片直径 38mm 51mm 68mm 91mm 51mm 68mm 91mm4500V ITGQ 340A 640A 1100A 2250A A/ / 4000A状 态 生产 生产 生产 生产 无计划 无计划 生产6000V ITGQ 275A 520A 910A 1820A 800A 1500A 3500A状 态 生产 生产 生产 生产 3Q00 4Q00 待开发产品收入范围截止 2000 年 8 月IGCT 的应用 最早的 IGCT 做为“硬驱动的 GTO”，1996 年在德国的不莱梅市用于 100MW 的联锁电力网。这些
21、元件主要根据其较强的关断能力和易于高可靠性的串联来选择使用，但它与传统的 GTO 有相同的损耗。第二个使用“真正的”IGCT 是在 1997 年，用于建设第二个联锁电力网，地点在德国的巴伐利亚，这里，浅层发射极器件(今天的 IGCT)得到了使用，并使得器件的损耗降低了 40%。1998 年，无吸收不对称和反向导通的 IGCT 用于质量较高的电力应用中，例如动态电压源(DVR)，动态不间断电源(DVPS)和固态断路器(SSB) 等。1998 年，无吸收反向导通的 IGCT 第一次用于中等电压驱动器中，当时 ABB 投放了 2.3、3.3 和4.16KV 三个系列的驱动器，功率从 0.3MW 到
22、5MW。其他制造商根据这种方式，在当年采用不对称结构的器件使驱动器功率达到了 15MW。在 2000 年，第一台串联制造的电流源逆变器问世，它采用了 800A和 1500A，电压 6KV 的反向阻断器件。图 14b 为一个 MW 级 IGCT 功率单元，它可以组成 MV 级的电力系统如图 14a 所示。该逆变器的效率为 99.6%，每相的功率密度为 27MW/m 2(即投影平面功率密度为 27MW/m 2)，该单元重新使用中等电压驱动器技术，该技术源于 T.D 技术。目前，类似的单元正在尝试用于牵引的功率头和线直流电压大于 1500V 的电镀设备的较小的风冷单元使用。今天的 IGCT 设备的额
23、定值有 0.3MW 到 5MW 的 MVD，超过 5MW 和 DVR，DRPS 和 SSB，20MW的金属驱动，25MW SMES，以及超过 100MW 的联锁电力网。如此广泛的功率分布范围，已经可以被器件结构的 IGCT 无需芯片的并联而实现。估计 IGW 的 IGCT 设备也已经在制造，因为在 1995 年的时候，已经至少有 IGW 的开发时间发布了。 设计目标 电力工业可以简单地分为 4 个市场类别：牵引驱动工业驱动输电配电精细能量应用他们都具有大电流高电压的特点，而且无论其侧重点有何不同，他们都有同样的设计目标：(a)低成本(b)高可靠性(c)高效率(d)小尺寸(e)高频率前四个目标是
24、互相不矛盾的，因为，他们共同的特点都是有最少的元件数，一些应用种类另外要求有较高的开关频率，而这一点和大电流和高电压是很难调和的，高频的使用会造成更多的开关损耗，从而需要减少无件，而为了实现目标(a)到(d)则需要更多的元件共同完成，对这 5 个目标的考虑，表明了IGCT 的潜在能力。 (a)成本图 15 针对压结式的 4.5KV GTO，4.5KVRC-IGCT，4.5KV 不对称 IGCT，以及 2.5KV 和 4.5KV IGBT，分析了在牵引逆变器中，每 MW 的器件成本。GTO 是最便宜的器件，但是总体成本较高，这是因为其电路较为复杂，器件数量较多造成的，IGBT的电路最简单，但其器
25、件本身太贵。总成本最小的为不对称的 IGCT。特别值得一提的是，IGBT 虽然有更小的门极单元和很小的门极驱动功率要求，但是并没有得到广泛应用和节约电源成本。IGCT 是第一个集成门极单元内的功率器件，其优点是：该器件仅仅是一个开关，不管在开或关时，都不必去调整其转化速度。这一点和电力电子在过去 10 年中的情况形成鲜明对比，并为设备和器件制造商提供了更高水平的标准。此门极单元仅仅按照电流等级设计，（也就是说其有固定的尺寸），并不根据电压等级设计，(如 RC、RB、或不对称)，也不根据电压等级设计(3.3KV 、4.5KV、6KV)，其外部结构和内部都是标准的，适用于上述的各种类型和电压等级，
26、因此，说器件和门极单元(IGCT)的成本很低。(b)可靠性在此，我们简单地收录了热循环、故障保护，自身承受力和随机失效的可靠性实验项目。压结式的模块以其较高的热循环能力而广泛使用，(对于单芯片器件，在结温 80的变化时，100K循环次数失效率为 0.01)，同时，因为无焊接线，故而在浪涌电流情况下无蒸发现象，而且元件机械力坚固，因此其较高的抗爆能力也是其广泛使用的原因。然而，如果用图 3b 的联结方式，那么压结式的单元或其总线排都不能承受 4KV/3MW 逆变器的连接电容产生的 900KA 的故障电流。然而，如果级联一个扼流电感，那么故障电流可以限制为：I= (5)Ls 为电路的离散电感(一般
27、为 100-300nH)，L 为 di/dt 限制电感，其大小由(1) 最大可允许的二极管 di/dt，(2) 芯片的抗浪涌电流能力或(3) 该封装的最小抗爆性决定。射线失效，在 1990 年代初期首次被确定，对于双极型器件来讲，是一种易于理解的现象，并以器件的特征参数出现。图 16 为 4KA/4.5KV 的 IGCT的射线即时失效率与直流线电压的函数关系。这些数值包括其他所有地外来失效率，故表 4 所示，并且纳入元件的寿命考虑在内。外来的和内部的即时失效率只能通过经验或推断，从器件本身或类似的技术中得出。基于 15 年的GTO 经验， 5 年的 IGCT 的经验和对 4.5KV 的压结式
28、IGBT 的最好估计，表 4 比较了三个系列 8MVA 逆变器的失效率。8MVA 的逆变器类型每个开关的开关的 （FIT） 每个二极管的芯片数 续流二极管的（FIT） 门极驱动 （FIT） 并联器件 数 每个位置等效分立NPC 二极管 每个位置等效钳位电路 逆变器总数（12 布局）（FIT）FIT与IGCT的比较 芯片数 IGCT 1 50 1 20 200 1 10 50 3960 10GTO 1 100 1 20 200 1 10 200 6240 16IGBT 24 120 12 60 150 2 10 50 9120 23表 4 8MVA 三种水冷逆变器的预期可靠性实验结果 (c)效
29、率逆变器的效率由芯片和其组成部分的损耗决定。钳位的效果已经在图 8 和表 2 中进行了描述，而且亦表明这一系列的工作对开关和整个系统的损耗下降都有作用。在低频应用时，通态损耗占主要地位，IGCT 要小 50%。在高频应用时，动态损耗占主要地位，对于 IGBT 的线路结构差不多要两倍于 IGCT 结构。表 5 举了一个关于直流斩波器的简单例子，其工作状态为 500Hg，50% 占空比，同样，该结果也显示IGBT 系统的损耗几乎 2 倍于 IGCT 系统。能 量 IGBT（硬 开 关） IGCT(硬 关 断)45KV 器件 3000A，3000V，1000A/s，500H Z，a=05EON-Ci
30、rcuit IGBT 是 24WS IGCT 是 0WSEON-Device IGBT 是 10WS IGCT 是 0.5WSEOFF-Device IGBT 是16WS=45W S+115W SIGCT 是 16WS=4.5WS+11.5WSERR-FWD FWD 是10WS=45W S+55W SFWD 是 10WS=4.5WS+5.5WSER-Snubber 0 RS 是 7WS=24WS-5.5WS-11.5WSECONDUCTION 5V3000A1ms=15WS 7.5WS=2.53000A1ms总系统动态损耗 60WS 335W S总系统损耗 75WS 41WS表 5 总损耗的分
31、布 图 17 中对 3MW 的二个系列牵引逆变器进行对比分析，将表 5 中的损耗分配进行了精确分析(d)尺 寸 无需在此总结至今为止的 IGCT 设备的截面积和功率密度，仅就“IGCT 应用中”提到的 IGCT 堆叠功率密度 27MW/m 3 就应该是一个世界记录。IGCT 目前可以达到额定开关功率 12MW，装置的功率在目前的技术下可达其值的 3 倍。器件和其外围电路的效率要求有最小的散热系统，以达到最少部件(包括器件、散热器和门极单元等)数。 (e)频 率 最高频率由系统时量和损耗决定。GTO 线路结构的时钟很低。 IGBT 线路实际上没有时钟要求，但是因其线路结构和通态压降增加了器件的损
32、耗，因此限制了其应用频率。表 5 中表明 IGBT 芯片的动态损耗要高三倍，在 500Hz 时直流电压 3KV 时，总的损耗几乎有 3 倍高。图 18 显示了 6KV/500A IGCT 短期内 10 个脉冲周期。装置工作于 25KHz，当结温达到 180时停止，对频率的限制仅为损耗，经常会有这样的建议(错误的建议) ，控制 IGBT 的门极电压可以提高 IGBT 的使用频率。但是没有什么可以改变这一事实：器件的频率由其损耗决定。 展 望 A 器 件IGCT 目前的功率密度为 250KW/cm2，但是二倍于该值的功率密也已经实现，可以预期，在不久的将来，采用这种提高额定值技术后的装置将会投产。
33、 赖于无机钝化技术，至少有 4.5KV 的装置中无吸收的额定结温已经从 115提高到 125，并且在下二年内将会提高到 140。图 19 显示了应牵引应用的要求，下一代 IGCT 有较宽的温度范围。浪涌额定值将会成倍提高，并可以减小钳位电感值。这就提高了对二极管 di/dt 能力的要求。无吸收的二极管现在可以达到 150KW/cm2，但是可达 1MW/cm2 的二极管已经得到验证。对 IGCT 额定电流和额定电压的高低要求呈现规律性。较低的额定电流、电压值的器件只存在有经济上的问题，并且依赖于潜在的市场情况，而且不妨碍 IGBT 器件。较大电流额定值的器件( 超过 6KA)已经达成共识并在金属
34、驱动和电子系统应用中得到通用。实际我们感兴趣的是高电压的应用(例如 10KV)。这类器件之所以要严格审核是因为几 MV 的电压由 6.9KV 的元件形成，就需要考虑最小的元件数量。这种应用的可行性已经验证过，但是这种不计成本的串联(25.5KV) 将造成电流或频率的下降，其可接受性必须确定。 图 20 为 10KV/2KA 器件的仿真关断波形。降低关断损耗(在通态损耗给定的情况下)仍然是达到较高脉宽调到频率的主要目标，但这只是一个局部影响。B 设 备 IGCT 可以方便地串联地使用于阻容二极管吸收电路而无需选择或调整。近来的一些发展已经可以在高频脉宽调制中串联使用 IGCT 而仅使用阻容吸收回
35、路，阻容吸收回路的 RC 值应由 IGCT 来决定，但因为其固有的高速开关特性，选择 100n 以下即可用 12MW 的装置中。目前，串联使用 IGCT 依赖于独立供给门极驱动线路的绝缘电源。在 TD 应用中大量使用后，这就变得成本很高，将来系统将采用“潜能供电(SOP)”就象 GTO 过去采用的和目前 IGBT 在 HVDC 中使用的那样。理想的无吸收串联 IGCT，其门极供电采用 SOP 方式，将会在二年内实现。软开关的 IGCT 已经得到确认，因为 IGCT 的开关频率象 IGBT 一样是受热限制的，该技术将使得4.5KV 的装置运行在 3KHz 或更高，代价是提高电路的复杂性。因为并联
36、使用 IGCT 可以制造单片的大电流芯片 (高于 6KA)，从而可以减少元件数量，所以，该技术几乎不需要做太多的工作。已经针对较大直流斩波器开展了一些工作，采用 2-8 个元件并联，但这仅仅限于该技术所要求的单项的基础上。几乎不需选择参数，即可获得成功的使用。以上的 IGCT 发展的已经发生或潜在的里程碑列于图 21 中。 结 论 经过 5 年的发展，IGCT 已经成为 MV 级使用的功率器件的首选，它可以获得最低的成本，最高的可靠性、效率和频率，最大的功率密度。采用 4 种或 5 种标准封装形式，它可以涵盖 0.3300MW 的使用功率范围，其动态范围达 1000 倍!因为具有标准的外形和标
37、准器件( 标准芯片、封装、门极单元、散热器、钳位电路等)，通用的电力电子组件单元正令人瞩目地浮现。串联使用易于实现并且其注定自然会在可以预见的将来更简便。并联使用因其附带的不确定性，仍然不是必需的使用。近几年的名誉扫地的压结式封装，又重新因其简便性、可靠性、低阻，固有的标准化和模块化等而重新被人们所认识，IGCT 如此，IGBT 亦然，而且在电压源逆变器组装时减弱开关的高能量的直流连接这一明智之举，已经被这二种器件广泛地接受。参考文献 1H.Gruning，A.Zuckerberger ，“Hard Drive of High Power GTOs：Better Switching Capab
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41、 Technik fur kostengunstige Hochleistungs-Umrichter，ABB Technid，5/989J.P.Lyons.V.Vlatkovic，P.M.Espelage，F.H.Boettner，E.Larsen，(GE)，“Innovation IGCT Main Drives”，IEEE IAS，199910A.Zuckerberger，E.Suter ，Ch.Schaub，A.Klett ，P.Steimer(ABB)“Design，simulation and realization of high power NPC converters equ
42、ipped with IGCTs”，IEEE-IAS，stlouis ，199811W.Raithmayr，et al.，“Customer Reliability Improvement with a DVR or a DUPS” ，Power World98，Santa Clara，199812H-Ch.Doht，M Hilscher，K.Prescher，F-JUnterlass，(Siemens)，“Design and Behaviour of a Superconducting Energy Management Systems for Lndustrial Power Quali
43、ty Applications”，EPE Lausanne，199913R.Marquardt，et al.，“Advanced IGBT Converters with 4.5 and 6.5KV Semiconductor Devices”，EPE Lausanne，199914H-R.Zeller，“Cosmic Ray Induced Breakdown in High Voltage Semiconductor Devices，Microscopic Model and Phenomenological Lifetime Prediction”，ISPSD ， 199415Court
44、esy ABB Industrie AG，Turgi，April 200016O.Humbel，et al. ，“4.5KV FastDiodes with Expanded SOA Using a Multi-Energy Proton Lifetime Control Technique ISPSD，”199917S.Eicher，S.Bernet，P.Steimer，A.Weber ，“The 10KV IGCT-A New Device for Medium Voltage Drives”，IEEE-IAS 200018H.Okayama，T.Tsuchiya，M.Kimata，“No
45、vel Gate Power Supply Circuit using Snubber Capacitor Energy for Series-Connected GTO Valves，”EPE Tondheim，199719S.Bernet，M.Luscher，P.Steimer ，“IGCTs in Soft-Switching Power Converters”，EPE Lausanne，199920Mittelspannungsbereich.ABB Technik 2/98，4-11.V.Fister，S.Kreitmayer ，E.Jergas，M.Niessen，D.Lonard
46、，J.Northe：Bahnstromumrichter Karlsfeld der Bayernwerke AG.Elektrische Bahnen95(1997)11，297-30321S.Malik，D.Kluge：ACS 1000-weltweit erster Standard-Drehstromantrieb fur den Mittelspannungsbereich.-现代电力电子器件的发展与现状 解放军信息工程大学 李现兵 师宇杰 王广州 黄娟电力电子器件的回顾 电力电子器件又称作开关器件，相当于信号电路中的 A/D 采样，称之为功率采样，器件的工作过程就是能量过渡过程，其
47、可靠性决定了系统的可靠性。根据可控程度可以把电力电子器件分成两类：半控型器件第一代电力电子器件上个世纪 50 年代，美国通用电气公司发明的硅晶闸管的问世，标志着电力电子技术的开端。此后，晶闸管(SCR)的派生器件越来越多，到了 70 年代，已经派生了快速晶闸管、逆导晶闸管、双向晶闸管、不对称晶闸管等半控型器件，功率越来越大，性能日益完善。但是由于晶闸管本身工作频率较低（一般低于 400Hz），大大限制了它的应用。此外，关断这些器件，需要强迫换相电路，使得整体重量和体积增大、效率和可靠性降低。目前，国内生产的电力电子器件仍以晶闸管为主。 全控型器件第二代电力电子器件随着关键技术的突破以及需求的发
48、展，早期的小功率、低频、半控型器件发展到了现在的超大功率、高频、全控型器件。由于全控型器件可以控制开通和关断，大大提高了开关控制的灵活性。自 70 年代后期以来，可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR 或 BJT)及其模块相继实用化。此后各种高频全控型器件不断问世，并得到迅速发展。这些器件主要有电力场控晶体管(即功率 MOSFET)、绝缘栅极双极晶体管(IGT 或 IGBT)、静电感应晶体管(SIT)和静电感应晶闸管(SITH)等。电力电子器件的最新发展现代电力电子器件仍然在向大功率、易驱动和高频化方向发展。电力电子模块化是其向高功率密度发展的重要一步。当前电力电子器件的主要发展成果如下：
49、IGBT：绝缘栅双极晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)是一种 N 沟道增强型场控(电压)复合器件，如图 1 所示。它属于少子器件类，兼有功率 MOSFET 和双极性器件的优点：输入阻抗高、开关速度快、安全工作区宽、饱和压降低（甚至接近 GTR 的饱和压降）、耐压高、电流大。IGBT 有望用于直流电压为 1500V 的高压变流系统中。目前，已研制出的高功率沟槽栅结构 IGBT(Trench IGBT)是高耐压大电流 IGBT 器件通常采用的结构，它避免了模块内部大量的电极引线，减小了引线电感，提高了可靠性。其缺点是芯片面积利用率下降。这种平板压接结构的高压大电流 IGBT 模块将在高压、大功率变流器中获得广泛应用。正式商用的高压大电流 IGBT 器件至今尚未出现，其电压和电流容量还很有限，远远不能满足电力电子应用技术发展的需求，特别是在高压领域的许多应用中，要求器件的电压等级达到 10KV 以上。目前只能通过
