1、正正 弦弦 波波 逆逆 变变 器器 中中 的的 SPWM调调 制制方式简介方式简介电电 源源 网网 2012年年 度度 技技 术术 交交 流流 大大 会会-钟任生钟任生调制调制 :一般来说，使载波的某些特性（如幅度，频率或相位）一般来说，使载波的某些特性（如幅度，频率或相位） 随基波变化的过程我们称为调制。用调制的方式传输基波，随基波变化的过程我们称为调制。用调制的方式传输基波， 我们一般都是为了便于提升传输的某些特性，如距离，抗干我们一般都是为了便于提升传输的某些特性，如距离，抗干 扰性，效率等扰性，效率等 调制的种类：调制的种类：调制的种类很多，分类方法也不一致，比如广播电视通调制的种类很
2、多，分类方法也不一致，比如广播电视通 讯中的调幅和调频讯中的调幅和调频 ，就是为了使高频正弦波载波的幅度和相，就是为了使高频正弦波载波的幅度和相 位跟随基波（音视频信号）的频率和幅度的变化。达到远距位跟随基波（音视频信号）的频率和幅度的变化。达到远距 离传输的目的。离传输的目的。这这 里里 ， 我我 们们 先先 来来 回回 顾顾 一一 下下 PWM (Pulse Width Modulation ， 英英 文文 简简 称称 PWM） 调调 制制 方方 式式 ,其其 基基 本本 原原 理理 如如 下下 图所示图所示 :这就是在开关电源中我们常用这就是在开关电源中我们常用 的的 DC-DC变变 换
3、换 的的 基基 本本 原原 理理 ， 在在 这这 个个 变换过程中实现了功率开关管工作变换过程中实现了功率开关管工作 在在 开开 关关 状状 态态 ， 理理 论论 效效 率率 为为 1.按按 照照 这这 个思路，如果对于交流电，如个思路，如果对于交流电，如 50HZ 的正弦波，我们把它看成是有许许的正弦波，我们把它看成是有许许 多多的呈阶梯状的直流信号组成多多的呈阶梯状的直流信号组成 的，这样我们就可以用许许多多的的，这样我们就可以用许许多多的 宽窄不等的脉冲来等效这个正弦波宽窄不等的脉冲来等效这个正弦波 了，从而实现了功率管工作在开关了，从而实现了功率管工作在开关 状态。如果在一个正弦波周期
4、内的状态。如果在一个正弦波周期内的 脉冲个数比较多，就能精度比较高脉冲个数比较多，就能精度比较高 地地 通通 过过 LC滤滤 波波 还还 原原 成成 正正 弦弦 波波 ， 这这 就就 是是 SPWM调调 制制 的的 基基 本本 原原 理理 。正弦脉宽调制（正弦脉宽调制（ Sine Pulse Width Modulation ，英文简称，英文简称 SPWM)也也 是是 一一 种种 调调 制制 方方 式式 ， 其其 基基 本本 内内 容容 为为 ： 1.基基 波波 ： 一一 般般 为为 低低 频频 率率 （ 相相 对对 于于 载载 波波 ） 的的 正正 弦弦 波波 ， 如如 逆逆 变变 电电 源
5、源 中中 的的 50/60/400Hz正正 弦弦 波波 信信 号号 ， D类类 功功 放放 中中 20-20kHz的的 音音 频信号等。频信号等。 2.载载 波波 ： 一一 般般 为为 高高 频频 率率 （ 相相 对对 于于 基基 波波 ） 的的 线线 性性 三三 角角 波波 或或 锯锯 齿齿 波。波。 3.载载 波波 比比 ： 载载 波波 频频 率率 和和 基基 波波 频频 率率 的的 比比 值值 我我 们们 成成 为为 载载 波波 比比 。4.LC滤滤 波波 ： 主主 要要 是是 通通 过过 LC的的 滤滤 波波 作作 用用 把把 一一 系系 列列 按按 正正 弦弦 规规 律律 变变 化的
6、脉冲还原成正弦波。化的脉冲还原成正弦波。5.调调 制制 度度 M： 在在 SPWM调调 制制 里里 , 调制度等于基准正弦波（调制调制度等于基准正弦波（调制波波 ） 幅幅 值值 和和 载载 波波 幅幅 值值 的的 比比 值值 。 M1时，输出调制波产时，输出调制波产 生削顶和大量的谐波。生削顶和大量的谐波。SPWM调调 制制 的的 实实 现现 方方 式式 ： 模拟实现方式：模拟实现方式：在模拟电路里，我们常常用调制基波（正弦波）和载波在模拟电路里，我们常常用调制基波（正弦波）和载波（三角波或锯齿波）的幅值来做比较，幅值高时就输出高（三角波或锯齿波）的幅值来做比较，幅值高时就输出高 电电 平平
7、或或 低低 电电 平平 产产 生生 SPWM调调 制制 波波 。 单极性调制：其基本原理如下图所示单极性调制：其基本原理如下图所示具体的实现方法就是把基波和载波分别输入到比较器的正负具体的实现方法就是把基波和载波分别输入到比较器的正负 端，如下如所示：端，如下如所示：单单 极极 性性 SPWM在在 全全 桥桥 电电 路路 中中 的的 驱驱 动动 时时 序序 : 全桥的基本变换电路为：全桥的基本变换电路为：一种误区一种误区 ：如果如果 Q1-Q4的驱动时序如下图，我们可以分析出，当正弦波的驱动时序如下图，我们可以分析出，当正弦波 正正 半半 波波 时时 Q1,Q3按按 正正 弦弦 规规 律律 导
8、导 通通 ， 负负 半半 波波 时时 Q2,Q4按按 正正 弦弦 规规 律律 导导 通通 .最最 终终 A， B两两 节节 点点 之之 间间 的的 波波 形形 如如 下下 图图 的的 UAB； 经经 过过 LC 滤滤 波波 后后 的的 输输 出出 波波 形形 如如 下下 图图 的的 Uo所所 示示 为为 正正 弦弦 波波 。 可可 是是 实实 际际 我我 们们 搭搭 电电 路路 出出 来来 一一 试试 呢呢 ， 发发 现现 空空 载载 时时 Uo为为 50Hz方方 波波 ， 带带 载载 到到 一一 定程度才是正弦波，为什么呢？怎么改进呢？定程度才是正弦波，为什么呢？怎么改进呢？现在我们就来分析
9、这个问题：现在我们就来分析这个问题： 空载时，在空载时，在 Q1的第一个脉冲导通的第一个脉冲导通 后后 ， 母母 线线 电电 压压 通通 过过 L给给 C充充 电电 ， 此此 时时 C 充上的电压并不高，充上的电压并不高， Q1的的 第第 一一 个个 脉脉 冲过后，冲过后， 4个功率管中只有个功率管中只有 Q3导导 通通 ， 所所 以以 C上上 的的 电电 压压 得得 以以 保保 持持 到到 Q2 的的 第第 二二 个个 脉脉 冲冲 的的 到到 来来 ， 这这 样样 C上上 的的 电电 压又在第二个脉冲充得更高，这样压又在第二个脉冲充得更高，这样 要要 不不 了了 几几 个个 脉脉 冲冲 ，
10、C上上 的的 电电 压压 就就 充充 到到母线电压了，因而空载就输出方波母线电压了，因而空载就输出方波 了。要解决这个问题，只需要在了。要解决这个问题，只需要在 Q1 截截 止止 时时 让让 Q2导导 通通 ， 这这 样样 C在在 上上 一一 个个 脉冲储存的能量会有一部分返回到脉冲储存的能量会有一部分返回到 电感电感 L,这样电感的电流才不会断这样电感的电流才不会断 续续 ， Uo就就 空空 载载 也也 输输 出出 正正 弦弦 波波 了了 。下面是典型的单极性调制正确的驱动时序：下面是典型的单极性调制正确的驱动时序：从上面的驱动时序可以看出典型的单极性调制有如下特从上面的驱动时序可以看出典型
11、的单极性调制有如下特 点点 ： 高高 频频 臂臂 Q1,Q2两两 个个 功功 率率 管管 工工 作作 在在 高高 频频 状状 态态 ， 低低 频频 臂臂 Q3,Q4两两 个个 功功 率率 管管 工工 作作 在在 低低 频频 状状 态态 ， 只只 有有 一一 半半 的的 功功 率率 管管 有有 开开 关关 损损 耗耗 ， 和和 其其 他他 4个个 功功 率率 管管 都都 工工 作作 在在 高高 频频 状状 态态 的的 调调 制制 方方 式式 相相 比，总的开关损耗只有一半。由此可以知道，高频臂比，总的开关损耗只有一半。由此可以知道，高频臂 Q1,Q2 两两 个个 功功 率率 管管 工工 作作 在
12、在 高高 频频 状状 态态 ， 损损 耗耗 比比 低低 频频 臂臂 Q3,Q4两两 个个 功功 率率 管工作在低频状态要高，因而发热比较大，寿命要短。于是管工作在低频状态要高，因而发热比较大，寿命要短。于是 人们提出了一种改进型的单极性调制，其原理是让每个功率人们提出了一种改进型的单极性调制，其原理是让每个功率 管都轮流半个基波周期工作在高频状态，半个周期工作在低管都轮流半个基波周期工作在高频状态，半个周期工作在低 频状态，其时序如下图：频状态，其时序如下图：飞 Q I I I I I I I I 1 1 I I I 门 内 一 门 门 门。 门 门 Q4 1 1 n 门阳 门 门 一 门 门
13、 门 二 牛 町 ， ， ， ？ 一 一 二 二. . 、 ， 、 、 ， ？ ）从从 上上 面面 得得 时时 序序 图图 可可 以以 看看 出出 ， 上上 面面 的的 4个个 功功 率率 管管 都都 是是 半半 个个 基波周期工作在高频状态，半个基波周期工作在低频状态，基波周期工作在高频状态，半个基波周期工作在低频状态， 一直轮流工作了，这样一直轮流工作了，这样 4个功率管基本上做到了损耗均等，个功率管基本上做到了损耗均等， 寿命均等。寿命均等。另外说明一点的是，如果全桥电路是用自举驱动的话，另外说明一点的是，如果全桥电路是用自举驱动的话， 上上 面面 时时 序序 图图 中中 的的 Q1,Q
14、4改改 为为 放放 在在 两两 个个 桥桥 臂臂 的的 下下 管管 比比 较较 好好 ， 为为什么呢，因为导通时间比较长，有利于自举电容的充电，可什么呢，因为导通时间比较长，有利于自举电容的充电，可 以减小自举电容。以减小自举电容。可以说，上面典型的单极性调制和改进的单极性调制涵可以说，上面典型的单极性调制和改进的单极性调制涵盖了市面上绝大多数的单相正弦波逆变器盖了市面上绝大多数的单相正弦波逆变器另外一种误区另外一种误区 ： 请看下面的的时请看下面的的时序图序图 ,从原理上讲似乎从原理上讲似乎也是说的通的，我们也是说的通的，我们 做全桥开关电源时就做全桥开关电源时就 常常这样对角线驱常常这样对
15、角线驱 动，缺点最多也就是动，缺点最多也就是 由于变压器漏感的影由于变压器漏感的影 响空载波形不那么好响空载波形不那么好 而已，而在这里也会而已，而在这里也会 导致空载输出方波，导致空载输出方波， 加载到一定程度才是加载到一定程度才是 正弦波。原理和前面正弦波。原理和前面 讲的一样。讲的一样。双极性调制：双极性调制：下面是双极性调制的原理图，可以看出和单极性调制相下面是双极性调制的原理图，可以看出和单极性调制相 比，每半个调制波基波周期都有高中低（或叫正负零）比，每半个调制波基波周期都有高中低（或叫正负零） 3电电 平平 。 而而 单单 极极 性性 调调 制制 在在 基基 波波 的的 正正 半
16、半 波波 只只 有有 高高 或或 0电电 平平 ， 在在 负负 半半 波波 只只 有有 0和和 负负 电电 平平 。下下 面面 是是 全全 桥桥 变变 换换 器器 中中 双双 极极 性性 SPWM调调 制制 的的 驱驱 动动 波波 形形 ：可以看出，双极性可以看出，双极性 SPWM调制调制 4个功率管都工作在高个功率管都工作在高频载波频率，因而开关损耗比较大。频载波频率，因而开关损耗比较大。单极性倍频调制：单极性倍频调制： 单极性倍频调制的原理和双极性调制有类似的地方，只单极性倍频调制的原理和双极性调制有类似的地方，只是全桥输出在没有滤波之前的波形和功率管的工作频率变是全桥输出在没有滤波之前的
17、波形和功率管的工作频率变 了。它采用了正弦波和两路互为反相的三角波相比较的方了。它采用了正弦波和两路互为反相的三角波相比较的方 式，当然也可以是两路互为反相的正弦波和三角波相比较。式，当然也可以是两路互为反相的正弦波和三角波相比较。 其调制原理如下图：其调制原理如下图：全桥电路中各个功率管的驱动波形：全桥电路中各个功率管的驱动波形：从从 UAB的的 波波 形形 可可 以以 看看 出出 ， 两两 路路 双双 极极 性性 调调 制制 经经 过过 全全 桥桥 功功 率率 管管 的的 叠叠 加加 之之 后后 最最 终终 的的 UAB波波 形形 变变 成成 了了 单单 极极 性性 ， 而而 且且 频频
18、率率 加加 倍，这就是这种调制方式称为单极性倍频调制的原因。这种倍，这就是这种调制方式称为单极性倍频调制的原因。这种 调制方式波形完美，对各种负载的适应性好，因为倍频输调制方式波形完美，对各种负载的适应性好，因为倍频输 出，出， LC的体积和成本可以比较小，缺点是的体积和成本可以比较小，缺点是 4个功率管都工作个功率管都工作 在高频状态，因而开关损耗比较大。这种调制方式用模拟电在高频状态，因而开关损耗比较大。这种调制方式用模拟电 路路 实实 现现 起起 来来 比比 较较 方方 便便 ， 所所 以以 也也 是是 D类类 功功 放放 的的 首首 先先 电电 路路 。 用用 模模 拟电路实现的方法很
19、多，其中一种方法是先用拟电路实现的方法很多，其中一种方法是先用 2个比较器，个比较器， 正弦波基波信号分别输入到正弦波基波信号分别输入到 2个比较器的正端，两路互为反个比较器的正端，两路互为反 相的三角波载波分别输入到相的三角波载波分别输入到 2个比较器的负端。比较器输出个比较器的负端。比较器输出 的两路信号分别用非门反相得到的两路信号分别用非门反相得到 2路反相信号，再加上原来路反相信号，再加上原来 的的 比比 较较 器器 输输 出出 的的 两两 路路 信信 号号 一一 共共 4路路 信信 号号 分分 别别 驱驱 动动 全全 桥桥 电电 路路 的的 4 个功率管就可以了。具体原理图如下：个功
20、率管就可以了。具体原理图如下：队 虽 3Ui l Q2 QI I6v QI 4 I 班 副 lC!寸 Q3 T B I A五 ） QI 比 Q2半半 桥桥 变变 换换 器器 中中 SPWM驱驱 动动 控控 制制 前前 面面 讲讲 的的 都都 是是 全全 桥桥 变变 换换 器器 中中 SPWM驱驱 动动 控控 制制 ， 有有 时时 候候 我我们们 也也 会会 采采 用用 半半 桥桥 变变 换换 器器 ， 半半 桥桥 变变 换换 器器 中中 ， 双双 极极 性性 SPWM驱驱 动动控制实现起来比较简单，下面是其功率管驱动波形和基本电控制实现起来比较简单，下面是其功率管驱动波形和基本电 路路 ,可可
21、 以以 看看 出出 只只 要要 双双 极极 性性 SPWM后后 再再 倒倒 相相 变变 成成 2路路 就就 可可 以以 了了 。数数 字字 化化 SPWM控控 制制 方方 式式 前前 面面 讲讲 述述 了了 模模 拟拟 产产 生生 SPWM的的 几几 种种 基基 本本 方方 式式 ， 它它 有有 利利 于于加加 强强 我我 们们 对对 SPWM调调 制制 原原 理理 的的 理理 解解 。 然然 而而 随随 着着 科科 技技 的的 发发 展展 ，特特 别别 是是 各各 种种 微微 处处 理理 器器 (MCU和和 DSP)的的 普普 及及 ， 使使 得得 SPWM数数 字字 化化 控制方式得以实现
22、和普及。控制方式得以实现和普及。 SPWM控控 制制 方方 式式 的的 一一 个个 显显 著著 特特 点点 就就 是是 能能 直直 接接 输输 出出 SPWM波波 ， 关关 于于 基基 波波 （ 正正 弦弦 波波 ） 和和 载载 波波 （ 三三 角波）只作为一个中间过程存在于程序的计算中。下面介绍角波）只作为一个中间过程存在于程序的计算中。下面介绍 软软 件件 产产 生生 SPWM波波 的的 几几 种种 常常 用用 的的 算算 法法 ：自然采样法：自然采样法：完全按照前面讲完全按照前面讲 的模拟控制的方法，的模拟控制的方法， 计算正弦基波和三角计算正弦基波和三角 波载波的交点时刻，波载波的交点
23、时刻， 从而求出相邻两个交从而求出相邻两个交 点之间的脉宽或间歇点之间的脉宽或间歇 时间，我们称为自然时间，我们称为自然 采样法采样法(natural sampling)： 其其 基基 本本 原理如右图所示原理如右图所示在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情 况况 。 交交 点点 A是是 发发 出出 脉脉 冲冲 的的 时时 刻刻 tA， B点点 是是 结结 束束 脉脉 冲冲 的的 时时 刻刻 tB。 tc为为 三三 角角 载载 波波 的的 周周 期期 ； t1为为 在在 tc时时 间间 段段 内内 脉脉 冲冲 发发 生生 以以 前前 (
24、即即 A点点 以以 前前 )的的 间间 歇歇 时时 间间 ； t2为为 A,B之之 间间 的的 脉脉 宽宽 时时 间间 ； t3为为 在在 tc时时 间间 段段 以以 内内 B点点 以以 后后 的的 间间 歇歇 时时 间间 。 显显 然然 ， tc=t1+t2+t3。若若 以以 单单 位位 1代代 表表 三三 角角 载载 波波 的的 幅幅 值值 Utm， 则则 正正 弦弦 调调 制制 波波 的的 幅幅 值值 Urm就就 表表 示示 调调 制制 度度 m， 正正 弦弦 调调 制制 波波 可可 写写 作作 Ur=msin 1t 式中，式中， 1是调制频率是调制频率 .由于由于 A、 A两点对三角载
25、波的中心线并两点对三角载波的中心线并 不不 对对 称称 ， 须须 把把 脉脉 宽宽 时时 间间 t2分分 成成 t2和和 t2两两 部部 分分 (见见 上上 页页 图图 )。按相似直角三角形的几何关系，可知按相似直角三角形的几何关系，可知经整理后得经整理后得这是一个超越方程，其中这是一个超越方程，其中 tA、 tB与载波比与载波比 n、调制度、调制度 m都都 有关系，求解困难，而且有关系，求解困难，而且 t1t3 ，分别计算更增加了困难。，分别计算更增加了困难。 因此，自然采样法虽能确切反映正弦脉宽调制的原始方法，因此，自然采样法虽能确切反映正弦脉宽调制的原始方法， 计算结果准确，却不适于普通
26、单片机微机实时控制。不过随计算结果准确，却不适于普通单片机微机实时控制。不过随 着高速处理器（着高速处理器（ DSC和和 DSP）的发展，自然采样法的实现也成）的发展，自然采样法的实现也成 为了可能。为了可能。规则采样法：规则采样法：前面讲到低速单片机时前面讲到低速单片机时代自然采样法并不适合微机代自然采样法并不适合微机 计算。自然采样法的关键问计算。自然采样法的关键问 题是，题是， spwm波形每一个脉冲波形每一个脉冲 的起始和终了时刻的起始和终了时刻 tA和和 tB对对 三角波的中心线不对称，因三角波的中心线不对称，因 而求解困难。工程上实用的而求解困难。工程上实用的 方法要求算法简单，只
27、要误方法要求算法简单，只要误 差不大，允许作一些近似处差不大，允许作一些近似处 理。这样就提出了规则采样理。这样就提出了规则采样 法法 (regular sampling)。规。规 则采样法又分为许多种，这则采样法又分为许多种，这里介绍最常见的一种对称规里介绍最常见的一种对称规 则采样法。其原理如右图：则采样法。其原理如右图：在规则采样法中，三角载波每个周期的采样时刻都是确在规则采样法中，三角载波每个周期的采样时刻都是确 定的，都在负峰值处，不必作图就可计算出相应时刻的正弦定的，都在负峰值处，不必作图就可计算出相应时刻的正弦 波值。例如采样值应依次为波值。例如采样值应依次为 msin 1te，
28、 msin( 1te+tc)， msin( 1te+2tc），）， ，因而脉宽时间和间歇时间都可，因而脉宽时间和间歇时间都可 以很容易计算出来。由上页图可得规则采样法的计算公式：以很容易计算出来。由上页图可得规则采样法的计算公式： 脉宽时间：脉宽时间：间歇时间：间歇时间：谐波消去法：谐波消去法： 如右图所示如右图所示 :输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和 ），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量 使波形对称； 首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜像对称，即u ( t ) = u ( t+ )其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4 周期以/2为轴线对称；u( t )= u( t ) 同时满足上两式的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里 叶级数表示为：能 独 立 控 制 a1、 a2和 a3共 3个 时 刻 。 该 波 形 的 an为式 中 n=1,3,5,式 中 n=1,3,5,
