1、1,第十一章 先进的数字带通调制和解调,11.1 概述 11.2偏置正交相移键控及4正交差分相移键控11.2.1偏置正交相移键控（OQPSK ） OQPSK信号的波形与QPSK信号波形的比较 OQPSK优点：相邻码元相位差的最大值仅为90OQPSK的抗噪声性 能和QPSK完全一样。,2,11.2.2 4正交差分相移键控(4 QDPSK) 由两个相差4的QPSK星座图交替产生的。当前码元的相位相对于前一码元的相位改变45或135。 优点： 由于相邻码元间总有相位改变，故有利于在接收端提取码元同步。 最大相移为135，比QDPSK的最大相移小。4 QDPSK信号的抗噪声性能和QDPSK信号的相同。
2、 4 QDPSK体制已经用于北美第二代蜂窝网(IS-136)。,3,11.3 最小频移键控(MSK)及高斯最小频移键控(GMSK)MSK和FSK比较： 相位连续 包络恒定 占用带宽最小 严格正交 11.3.1 MSK信号的基本原理 表示式式中，（当输入码元为“1”时，ak =+1；当输入码元为“0”时，ak = -1）T 码元持续时间；k 第k个码元的确定的初始相位。,4,由上式可以看出: 当ak =+1时，码元频率 f1等于 fs+1/(4T)；当ak = -1时，码元频率 f0等于 fs - 1/(4T)。故 f1 和 f2 的距离等于1 / (2T) FSK信号的最小频率间隔 上式可以改
3、写为式中，,5,码元持续时间T 由于它是一个正交FSK信号，所以它应当满足式(6-3-10)：即有，上式左端4项应分别等于零，所以将第3项sin(2k) = 0 的条件代入第1项，得到要求：sin(2sT) = 0 即要求： 或上式表示，MSK信号每个码元持续时间 T 内包含的载波周期数必须是1 / 4的整数倍。,6,即上式可以改写为式中，N为正整数； m = 0, 1, 2, 3 以及有由上式可以得知：式中，T1 = 1 / f1；T0 = 1 / f0,7,上式给出一个码元持续时间 T 内包含的正弦波周期数。由此式看出，无论两个信号频率f1和f0等于何值，这两种码元包含的正弦波数均相差1/
4、2个周期。例如，当N =1，m = 3时，对于比特“1”和“0”，一个码元持续时间内分别有2个和1.5个正弦波周期，如下图所示：,8,11.3.2 MSK信号的相位连续性 码元相位的含义 设：式中， s 载波角频率；k 码元初始相位。 仅当一个码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的相邻码元间相位才是连续的，即波形是连续的；否则，即使初始相位k相同，波形也不连续。如下图所示：,9,波形连续的一般条件：前一码元末尾的总相位等于后一码元开始时的总相位，即MSK信号的相位连续条件 相位连续的MSK信号要求前一码元末尾的相位等于后一码元的初始相位。 由MSK信号的表示式：和上式可知，这是要求由上式可
5、以容易地写出下列递归条件：由上式可以看出，第(k+1)个码元的相位不仅和当前的输入有关，而且和前一码元的相位有关。,10,MSK信号的附加相位设：k的初始参考值等于0。 这时，由可知，而MSK信号可以改写为式中， 第k个码元信号的附加相位。它是 t 的直线方程。并且，在一个码元持续时间T 内，它变化+/2 或 - /2。,11,附加相位(t)的轨迹图设：输入数据序列 ak =+1,+1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1,-1 则由得到,12,11.3.3 MSK信号的正交表示法 MSK信号表示式可以变换为如下两个正交分量：式中，,13,例：输入序列 ak =+1，-1
6、，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1,14,输入序列 ak =+1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1,15,11.3.4 MSK信号的产生和解调 MSK信号的产生由下式可以画出MSK信号产生的方框图如下：,16,MSK信号的解调 如同2FSK信号，可以采用相干解调或非相干解调方法。 延时判决相干解调法 另一种解调方法 基本原理：采用QPSK信号的解调原理接收信号分别用提取的相干载波cosst 和-sinst 相乘：sk(t)cosst = pkcos(t/2T)cosst - qksin(t/2T) sinstcosst = (1/2) pkcos(t/2T) sk(t)(
7、-sinst) = pkcos(t/2T)cosst - qksin(t/2T) sinst(-sinst) = (1/2)qksin(t/2T)上两式和原MSK信号的两个正交分量的振幅相同。它们经过积分判决后，得到pk和qk。 再作模2乘。,17,当输入序列 ak = +1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, -1, +1时，解调波形如下：,18,11.3.5 MSK信号的功率谱 MSK信号的归一化功率谱密度Ps(f)计算结果如下：式中，fs 信号载频； T 码元持续时间。 功率谱曲线：,19,11.3.6 MSK信号的误码率性能 当用匹配滤波器分别接收每个正交分量时，MSK信
8、号的误比特率性能和2PSK、QPSK及OQPSK等的性能一样。 若把它当作FSK信号用相干解调法在每个码元持续时间T内解调，则其性能将比2PSK信号的性能差3dB。11.3.7 高斯最小频移键控(GMSK) 先将矩形码元通过一个高斯型低通滤波器，再作MSK调制。 高斯型低通滤波器特性：式中，B 滤波器的3 dB带宽。 优点：对邻道干扰小。 缺点：有码间串扰(ISI)。 应用：在GSM制的蜂窝网中采用BT = 0.3的GMSK调制，以得到更大的用户容量。 BT值越小，码间串扰越大。,20,11.4 正交频分复用(OFDM)11.4.1 概述 OFDM是一类多（子）载波并行调制的体制。 特点：为了
9、提高频率利用率和增大传输速率，各路子载波的已调信号频谱有部分重叠；各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号；每路子载波的调制是多进制调制；每路子载波的调制制度可以不同，并且可以为适应信道的变化而自适应地改变。 应用： 非对称数字用户环路(ADSL)、高清晰度电视(HDTV)信号传输、数字视频广播（DVB）、无线局域网(WLAN)等领域，并且开始应用于无线广域网(WWAN)和正在研究将其应用在下一代蜂窝网中。,21,11.4.2 OFDM的基本原理 OFDM系统的正交性设：在一个OFDM系统中有N个子信道，子信道的子载波为式中， Bk 第k路子载波振幅，决定于输入码元的值，fk
10、第k路子信道的子载频，k 第k路子信道的载波初始相位，则在此系统中的N 路子信号之和可以表示为上式还可以改写成复数形式如下：式中， 第 k 路子信道中的复输入数据。,22,若各相邻子载波的频率间隔 f = 1/T 且子载频则可以证明，在码元持续时间T 内任意两个子载波都是正交的，即有：式中，并且，正交性和k与i的取值无关。故将这种多子载波系统称为正交频分复用（OFDM）。,23,OFDM系统在频域中的特点 设子载波的频率为fk、码元持续时间为T，则此码元的波形和频谱密度为由于各相邻子载波的频率间隔等于 f = 1/T，故各子载波合成后的频谱密度曲线为优点： 子信道间不需要保护频带间隔，因此能够
11、充分利用频带 各路子载波的调制制度可以不同，具有很大的灵活性。,24,OFDM系统的频带利用率设：N OFDM系统中路子载波数目，T 码元持续时间，M 每路子载波采用调制的进制数；则它占用的频带宽度等于频带利用率为单位带宽传输的比特率：当 N 很大时，若用单个载波的M进制码元传输，为得到相同的传输速率, 需两者相比，OFDM的频带利用率大约可以增至两倍。,25,11.4.3 OFDM的实现 实现原理：由于OFDM信号表示式的形式如同IDFT式，所以可以用计算IDFT和DFT的方法进行OFDM调制和解调。 DFT公式复习设：s(k) 时间信号s(t)的抽样函数，其中，k = 0, 1, 2, ,
12、 K 1，则 s(k)的离散傅里叶变换(DFT)定义为：并且S(n)的逆离散傅里叶变换(IDFT)为： 若信号的抽样函数s(k)是实函数，则其K点DFT的值S(n)一定满足对称性条件：式中S*(k)是S(k)的复共轭。,26,OFDM信号和IDFT式的关系令OFDM信号表示式中的k0，则上式变为而IDFT的表示式为比较上两式可见，可以将上式中的K个离散值S(n)当作是K路并行子信道中的输入信号码元取值而上式的左端s(k)就相当于OFDM信号s(t)。 这就是说，可以用计算IDFT的方法来获得OFDM信号。,27,OFDM信号的产生：先将输入分帧 设： Ts 输入串行二进制码元的持续时间；F 每
13、帧中的码元数（比特数）；N 每帧中的组数；bi 第 i 组中的比特数则有,28,将每组中的bi 个比特看作是一个Mi 进制码元Bi，其中bi log2 Mi，并且经过串/并变换将串行码元Bi变为N路并行码元Bi。各路并行码元Bi持续时间相同，均为一帧时间T = FTs，但是各路码元Bi包含的比特数不同。这样得到的N路并行码元Bi用来对于N个子载波进行不同的MQAM调制。 这时的码元Bi 是Mi 进制的，在MQAM调制中它可以用平面上的一个点表示。而平面上的一个点可以用一个矢量或复数表示。在下面我们用复数表示此点。 Bi变成一一对应的复数 的过程称为映射。,29,用IDFT实现OFDM 令OFD
14、M的最低子载波频率等于0，以满足IDFT式右端第一项（即n = 0时）的指数因子等于1。 令K = 2N，使IDFT的项数等于子信道数目N的两倍 并用对称性条件由N个 生成K2N个 即令这样生成了新码元序列,30,将生成的新码元序列 作为S(n)，代入IDFT公式式中，s(k)相当于OFDM信号s(t)的抽样值，故它经过D/A变换后就可以得出 s(t)：子载波频率fk = n / T, n = 0, 1, 2, , N-1,31,OFDM调制原理方框图,32,11.5 网格编码调制 ( TCM )11.5.1网格编码调制基本概念 TCM的特点： 纠错编码和调制相结合 能同时节省功率和带宽 TC
15、M举例 8PSK，每个码元可以传输3 b信息。 仍然令每个码元传输2 b信息，第3 比特用于纠错码。 利用卷积码编码和维特比解码 接收端解调和解码一步完成，不像传统作法，先解调得到基带信号后再为纠错去解码。 直接对已调信号解码，码元之间的差别是载波相位之差，这个差别是欧氏距离，不是汉明距离。TCM维特比解码网格图中的各状态是波形的状态。,33,11.5.2 TCM信号的产生 8PSK信号星座图的划分,34,TCM编码器方框图举例编码器输出的前两个比特c1和c2用来选择星座图划分的路径，最后1个比特c3用于选定星座图第3级（最低级）中的信号点。 TCM编码器一般结构,35,TCM系统的网格图 8
16、PSK 初始状态: b1 b2 = 00，k1 = k2 = 0,实线表示输入信息位k1为“0”， 虚线表示输入信息位k1为“1”。,网格图和星座图之间的对应关系 每对平行转移必须对应最下一级划分同一子集中的两个信号点。 从某一状态出发的所有转移，或到达某一状态的所有转移，必须属于同一上级子集。,37,11.5.3 TCM信号的解调 通常采用维特比算法解码器：计算接收序列路径和编码网格各可能路径间的距离,判定与接收序列距离最小的可能路径为发送序列。 选用全“0”序列作为测试序列 自由欧氏距离(Fed)：许用波形序列集合中各元素之间的最小欧氏距离。,38,例：计算U和V两条路径间的欧氏距离d：计
17、算U1WU3和U的距离：可以逐个验证，这是和路径U距离最小的许用序列的路径, 故有自由欧氏距离：,d = 2,dFed = 2,39,自由欧氏距离(dFed)决定了产生错误判决的概率。dFed越大，错误判决概率越小。 以未编码的QPSK信号的dref为参考：由图可见8PSK的TCM系统的编码增益为：,40,8PSK/TCM的编码增益仿真结果：,41,11.6 扩展频谱技术 11.6.1 概述 什么是扩展频谱调制？已调信号带宽远大于调制信号带宽的任何调制体制。 扩谱调制的目的： 提高抗窄带干扰的能力。 将发射信号掩藏在背景噪声中，以防止窃听。 提高抗多径传输效应的能力。 提供多个用户共用同一频带
18、的可能。 提供测距能力。 扩谱技术的种类： 直接序列扩谱(DSSS) 跳频(FH) 线性调频(LFM),42,11.6.2 直接序列扩谱(DSSS) BPSK调制的DSSS通信系统原理方框图。信号码元持续时间 = T 扩谱码c(t)通常采用m序列 扩谱码的码元称为码片(chip) 码片持续时间 = Tc，通常Tc T,43,DSSS系统波形图,44,解扩原理,45,例设：基带码元速率 = 5 k 波特则 码元持续时间 = 0.2 ms，带宽约等于5 kHz。若选用的扩谱码片持续时间 = 0.2 s，则扩谱后的基带信号带宽 5 MHz。 扩谱使信号带宽增大至1000倍，故信号功率谱密度将降低至1
19、/1000。因此， 将信号隐藏在噪声和干扰下 若小部分的频谱分量受到衰落影响，将不会引起信号产生严重的失真，故具有抗频率选择性衰落的能力。 选择不同的扩谱码，可以使各个系统的用户在同一频段上工作而互不干扰，实现码分复用和码分多址。,46,11.6.3 跳频扩谱(FHSS) FHSS系统的种类： 快跳频 在 1 跳内，仅包含 1 比特或不到 1 比特 慢跳频 在 1 跳内，包含若干比特 原理方框图调制通常采用非相干调制，例如FSK或DPSK。,47,11.6.4 扩谱码的同步 DSSS系统FHSS系统,48,11.6.5 分离多径技术 分离多径目的：在接收端将多径信号中的各径分离，分别校正各径信
20、号的相位，使之按同相相加，从而克服衰落现象。 基本原理：设：发射信号码元 = M(t)cos(t + ) 式中，M(t) m序列的波形，取值 1。各条路径的时延等间隔地相差秒，则在经过多径传输后，接收（中频）码元为 式中，n 路径数目，Aj 第j条路径信号的振幅， - 各相邻路径的相对延迟时间，i 中频角频率i 载波附加的随机相位。 上式中，已经假设最短路径的时延为零。,49,消除随机相位i：采用自适应校相滤波器设：输入信号：本地振荡电压：两者相乘后，得到经过窄带滤波：g(t)和sj(t)相乘，并取出乘积中的差频项f(t)：上式中已经消除了载波的随机相位i，使各条路径信号的相位一致，仅振幅不同
21、。,50,当有多径信号输入时，输出信号 f (t)为上式中，包络M(t - j)仍然不同。需要校正包络。,51,校正包络：设：共有4条路径的信号，则相加器各输入的包络为A02M(t) + A12M(t-) + A22M(t-2) + A32M(t-3)A02M(t-) + A12M(t-2) + A22M(t-3) + A32M(t-4)A02M(t-2) + A12M(t-3) + A22M(t-4) + A32M(t-5)A02M(t-3) + A12M(t-4) + A22M(t-5) + A32M(t-6) 相加器输出的载波仍为cos(0t + )，包络则是上4式各项之和,52,设：本
22、地m序列产生器的输出为M(t - 3)，则它与c(t)相乘之后M(t - 3)将成为乘积的包络，即乘积M(t - 3) c(t) = M(t - 3) cos(0t + ) 此乘积和相加器的输出相乘并积分后，就分离出(A0+A1+A2+ A3)M(t - 3)的分量。,A02M(t ) + A12M(t-) + A22M(t-2) + A32M(t-3)A02M(t-) + A12M(t-2) + A22M(t-3) + A32M(t-4)A02M(t-2) + A12M(t-3) + A22M(t-4) + A32M(t-5) A02M(t-3) + A12M(t-4) + A22M(t-5) + A32M(t-6),53,11.7小结,
