1、EMI / EMC 设计讲座（三）传导式 EMI 的测量技术传导式（conducted）EMI 是指部分的电磁（射频）能量透过外部缆线（cable）、电源线、I/O 互连介面，形成传导波（propagation wave）被传送出去。本文将说明射频能量经由电源线传送时，所产生的传导式杂讯对 PCB 的影响，以及如何测量传导式 EMI和 FCC、CISPR 的 EMI 限制规定。 差模和共模杂讯传导式 EMI可以分成两类：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也称作对称模式（symmetric mode）或正常模式（normal mode）；
2、而共模也称作不对称模式（asymmetric mode）或接地泄漏模式（ground leakage mode）。由 EMI 产生的杂讯也分成两类：差模杂讯和共模杂讯。简言之，差模杂讯是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的，如图 1(a)所示。而共模杂讯是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的，如图 1(b)所示。一般而言，差模讯号通常是我们所要的，因为它能承载有用的资料或讯号；而共模讯号（杂讯）是我们不要的副作用或是差模电路的副产品，它正是 EMC 的最大难题。从图一中，可以清楚发现，共模杂讯的发生大多数是因为杂散电容（stray capacitor）的不当接地所造成的。这也是为
3、何共模也称作接地泄漏模式的原因。在图二中，L 是有作用（Live）或相位（Phase）的意思，N 是中性（Neutral）的意思，E 是安全接地或接地线（Earth wire）的意思；EUT 是测试中的设备（Equipment Under Test）之意思。在 E 下方，有一个接地符号，它是采用国际电工委员会（International Electrotechnical Commission；IEC）所定义的有保护的接地（Protective Earth）之符号（在接地线的四周有一个圆形），而且有时会以PE来注明。DM 杂讯源是透过 L 和 N 对偶线，来推挽（push and pull）电流
4、Idm。因为有 DM 杂讯源的存在，所以没有电流通过接地线路。杂讯的电流方向是根据交流电的周期而变化的。电源供应电路所提供的基本的交流工作电流，在本质上也是差模的。因为它流进 L 或N 线路，并透过 L 或 N 线路离开。不过，在图二中的差模电流并没有包含这个电流。这是因为工作电流虽然是差模的，但它不是杂讯。另一方面，对一个电流源（讯号源）而言，若它的基本频率是电源频率（line frequency）的两倍-100 或 120Hz，它实质上仍是属于直流的，而且不是杂讯；即使它的谐波频率，超过了标准的传导式 EMI 之限制范围（150 kHz to 30 MHz）。然而，必须注意的是，工作电流仍
5、然保留有直流偏压的能量，此偏压是提供给滤波抗流线圈（filter choke）使用，因此这会严重影响 EMI 滤波器的效能。这时，当使用外部的电流探针来量测数据时，很可能因此造成测量误差。图一：差模和共模杂讯图二：差模和共模杂讯电路CM 杂讯源有接地，而且 L 和 N 线路具有相同的阻抗 Z。因此，它驱动相同大小的电路通过 L 和 N 线路。不过，这是假设两者的阻抗大小相等。可以清楚地观察出，假使双方的阻抗不均衡（unbalanced），不对称的共模电流将分布在 L 和 N 线路上。这似乎是用词不当或与原定义不符，因为 CM 本来又称作不对称模式。为了避免混淆，此时的模式应该称作非对称（non
6、symmetric）模式，好和不对称模式做区分。在大多数的电源供应电路中，在这个模式下所发出的 EMI 是最多的。利用不等值的负载或线路阻抗，就能够有效地将 CM 电流转换成一部分是 CM 电流，另一部分是 DM 电流。例如：一个 DC-DC 转换器（converter）供应电源给一个次系统，此次系统具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在 DC-DC 转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模杂讯，它变成一个非常真实的（差动）输入电压涟波，并施加给次系统。没有次系统内建的共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）可以参考，因为此杂讯不完全是共模的。到最后，此次系统可能
7、会发生错误。所以，在产生共模电流时，就要马上降低它的大小，这是非常重要的，是第一要务。使阻抗均衡则是第二要务。此外，由于共模和差模的特性，共模电流的频率会比差模的频率大。因此，共模电流会产生很大的射频辐射。而且，会和邻近的元件和电路发生电感性与电容性的耦合。通常，一个 5uA 的共模电流在一个 1m 长的导线中，所产生的射频辐射量会超过 FCC 所规范的 B 类限定值。FCC 的 A 类规范限制共模电流最多只能有 15uA。此外，最短的交流电源线，依照标准规定是 1m，所以电源线的长度不能比 1m 短。在一个真实的电源供应电路里，差模杂讯是被一个摆动电流（swinging current），或
8、脉冲电流（pulsating current）启动的。但是，DM 杂讯源很像是一个电压源。另一方面，共模杂讯是被一个摆动电压（swinging voltage）启动的。但 CM 杂讯源的行为却比较像是一个电流源，这使得共模杂讯更难被消除。它和所有的电流源一样，需要有一个流动路径存在。因为它的路径包含底盘（chassis），所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。返回路径对杂讯电流而言，真正的返回路径（return path）是什么呢？实体的电气路径之间的距离，最好是越大越好。因为如果没有 EMI 滤波器存在的话，部分的杂讯电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。其余部分将透过无线的方式返回，
9、这就是辐射；由此产生的电磁场会影响相邻的导体，在这些导体内产生极小的电流。最后，这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值，因此不会违反Kirchhoff 定律在一封闭电路中，过一节点的电流量之代数和为零。利用简单的数学公式，就可以将于 L 和 N 线路上所测得的电流，区分为 CM 电流和 DM电流。但是为了避免发生代数计算的错误，必须先对电流的正方向做一定义。可以假设若电流由右至左流动，就是正方向，反之则为负方向。此外，必须记住的是：一个电流I 若在任一线路中往一个方向流动时，这是等同于 I 往另一个方向流动的（Kirchhoff 定律）。例如：假设在一条线路（L 或 N）上，测
10、得一个由右至左流动的电流 2A。并在另一条线路上，测得一个由左至右流动的电流 5A。CM 电流和 DM 电流是多少呢？就 CM 电路而言，假设它的 E 连接到一个大型的金属接地平面，因此无法测量出流过 E 的电流值（如果可以测得，那将是简单的 Icm）。这和一般离线的（off-line）电源供应器具有 3 条（有接地线）或 2 条（没有接地线）电线不同，不过，在后续的例子中，我们将会发现对那些接地不明的设备而言，其实它们具有一些泄漏（返回）路径。以图一为例，假设第一次测量的线路是 L（若选择 N 为首次测量的线路，底下所计算出来的结果也是一样的）。由此可以导出： IL = Icm/2 + Id
11、m= 2AIN = Icm/2 - Idm= -5A求解上面的联立方程式，可以得出：Icm = -3AIdm = 3.5A这表示有一个 3A 的电流，流过 E（这是共模的定义）。而且，有一个 3.5A 的电流在L 和 N 线路中来回流动。再举一个例子：假设测得一个 2A 的电流在一条线路中由右至左流动，而且在另一条线路中没有电流存在，此时，CM 电流和 DM 电流为多少？IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= 0A对上面的联立方程式求解，可得出：Icm = 2AIdm = 1A这是非对称模式的例子。从此结果可以看出，非对称模式的一部分可以视为不对称（CM）模
12、式，而它的另一部分可视为对称（DM）模式。传导式 EMI 的测量为了要测量 EMI，我们必须使用一个阻抗稳定网路（Impedance Stabilization Network；ISN）。和 ISN 类似的 LISN 已被应用到离线的电源供应电路中，其全名是线路阻抗稳定网路（Line Impedance Stabilization Network；LISN）或仿真的主要网路（Artificial Mains Network；AMN）。如图三所示，那是一个简易的电路图。若产品想要通过国际射频干扰特别委员会（International Special Committee on Radio Inte
13、rference；CISPR）所制定的CISPR 22 限制（limits）规定，就必须采用符合CISPR 16 规范所定义的 LISN；CISPR 16 是 CISPR 22 所参考的标准。图三：一个 CISPR LISN 的简易电路图使用 LISN 的目的是多重的。它是一个干净的交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使杂讯是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重覆进行。对杂讯源而言，LISN 就是它的负载。假设在此 LISN 电路中，L 和 C 的值是这样决定的：电感 L 小到不会降低交流的电源电流（5
14、0/60Hz）；但在期望的频率范围内（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被视为开路（open）。电容 C 小到可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成短路（short）。上面的叙述（几乎）是为真的。在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是 50 欧姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在 L 和 E 之间，LISN 使用一个继电/切换（relay/switch）电路，将实际的 50 欧姆电阻移往相反的配对线路
15、上，也就是在 N 和 E之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量 VL 或 VN。选择 50 欧姆是为了要模拟高频讯号的输入阻抗，因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于 50 欧姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重覆地进行。值得注意的是，电信设备的通讯埠是使用阻抗稳定网路，它是使用 150 欧姆，而不是50 欧姆；这是因为一般的资料线路（data line）之输入阻抗值近似于 150 欧姆。图四：对 DM 和 CM 杂讯源而言，LISN 所代表的负载阻抗为了了解 VL 和 VN，请参考图四。共模电压是 25 乘以流向 E 的电流值（或者是 50乘以
16、Icm/2）。差模电压是 100 乘以差模电流。因此，LISN 提供下列的负载阻抗给杂讯源（没有任何的输入滤波器存在）：CM 负载阻抗是 25，DM 负载阻抗是 100。当 LISN 切换时，可以由下式得出杂讯电压值：VL=25Icm+50Idm 或 VN=25Icm - 50Idm这是否意味着只要在 L-E 和 N-E 上做测量，就可以知道 CM 和 DM 杂讯的相对比例大小？其实，许多人常有这样的错误观念：如果来自于电源供应器的杂讯大部分是属于 DM的，则 VL 和 VN 的大小将会相等。如果杂讯是属于 CM 的，则 VL 和 VN 的大小也会相等。但是，如果 CM 和 DM 的辐射大小几
17、乎相等时，则 VL 和 VN 的测量值将不会相同。如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，L 和 N 线路是对称的，但 L 和 N 线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别杂讯大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条线路之间跳跃着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，VL 和 VN 的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的不对称性存在。当然，VL 和 VN 的测量结果必须符合 EMI 的限制规定。使用 LISN 后，就不需要分别测量 CM 和 D
18、M 杂讯值，它们是利用上述的代数公式求得的。但有时还是需要各别测量 CM 和 DM 杂讯值，譬如：为了排除故障或诊断错误。幸好有一些聪明的方法可以达到各别测量的目的。我们举两个例子：有一种装置称作LISN MATE，不过，目前已经很少被使用了。它会衰减 DM 杂讯约50dB，但不会大幅衰减 CM 杂讯（约仅衰减 4dB）。它的电路如图五所示。图六是一种以变压器为基础的装置，它是利用共模电压无法使变压器工作的原理；因为本质上需要差动的一次测电压，才能使变压器线圈内的磁通量摆动（swing）。它不像 LISN MATE，此时 CM 和 DM 杂讯是一起输出。不过，上述的两种方法都需要修改 LISN
19、 电路。因为一般的 LISN 只提供 VL 或 VN，无法同时提供这两者。最好是购买 CM 和 DM 杂讯有分离输出的 LISN。此外，也应该要有总和检视的功能，以确定是否有遵守技术规范的限制。图五：LISN MATE图六：CM 和 DM 分离器传导式 EMI 的限制对 EMI 而言，滤波器是做何用途呢？表一列出了 FCC 和 CISPR 22 的 EMI 限制规定。此表中比较特殊的是，除了可用 dBV 计量以外，也可以用 mV 来计量。这对那些讨厌使用对数（logarithm）计算的设计者而言很便利。在对数的定义里：db=20log10V1/V2 ，V1/V2 是输出入电压的比值。所以，dB
20、V 表示是以 IV 为对数的比较基准。下式是 mV 转换成 dBV 的公式：(dBV)=20logmV/10-6譬如：0.25mV 可以透过公式，得出：20log100.251,000/1 48 dBV。而 dBV 转换成 mV 的公式如下：(mV)=(10(dbV)/20)10-3表一：传导式 EMI 的限制必须注意的是，FCC 并没有规定平均的限制值，只规定了准峰值（quasi-peak）。虽然，FCC 有认可 CISPR 22 的限制值。但是，FCC 不允许两者混用或并用。设计者必须择一而从。不过，以目前的情况来看，FCC Part 15 势必会逐渐和 CISPR 22 完全一致的。表二
21、是 dBV 与 mV 的快速转换对查表，我们可以利用上述的公式来转换 dBV、mV；或利用表二查得。表二：dBV 与 mV 的对查表再观察一下表一中的类别 B，尤其是 150 kHz 至 450 kHz，和 450 kHz 至 500 kHz 的区域。实际上，对 CISPR 而言，这是一个连续的区域，因为 dBV 对 log(f)的限制线在 150 kHz 到 500 kHz 的区域内是一条直线。在 150 kHz 至 500 kHz 之间，CISPR 均限曲线（传导式 EMI）的任一点之 dBV 值可由下式求出：(dBVAVG)= -19.07log(?MHZ)+40.28为了方便计算和记忆
22、，上式可以改写成：(dBVAVG)= -20log(?MHZ)+40在这个区域内的准峰值限制正好比平均限制高 10dB。所以，在 150 kHz 至500 kHz 之间，CISPR 准峰值限制曲线（传导式 EMI）的任一点之 dBV 值可由下式求出：(dBVQP)= -19.07log(?MHZ)+50.28同样的，上式也可以改写成：(dBVQP)= -20log(?MHZ)+50CISPR 22 类别 B 在 150 kHz 至 500 kHz 之间的限制值，实际上是上述的化约式。 就数学定义而言，Alog(?MHZ)+c 是一条直线（如果水平轴具有对数刻度），其斜率为 A，当频率（f）为
23、1MHz 时，它通过 c 点。就 CISPR 22 类别 B 而言，虽然它的 dBV 直线在500 kHz 处被截断，但是它的渐近线（asymptote）仍会通过 40 或 50dBV，这分别是均限曲线和准峰值限制曲线的 c 点（亦即，频率为 1MHz 时的 dBV 值）。例如：当频率为 300 kHz 时，CISPR 22 类别 B 的 EMI 限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于： -19.07log(0.3)+40.28=50.25dBV因为准峰值限制比均限值多 10 dB，所以它是 60.25 dBV。比较表一中的准峰值限制，是否意味着当超过 450 kHz 时，FCC 标准会比
24、 CISPR 22 严格？首先，FCC 标准是以美国国内的电源电压为测量基准；而 CISPR 则是使用更高的电源电压来测量。所以这是淮橘成枳的问题，不能相提并论。此外 FCC 虽然没有定义均限值，但是当 CISPR 22 的准峰值限制和均限值之差超过 6 dB 以上时，它放宽了限制（约 13 dB）。因此，在实务上，符合 CISPR 标准的产品也会符合 FCC 的标准。有人说：频率大约在 5 MHz 以下时，杂讯电流倾向于以差模为主；但在 5 MHz 以上时，杂讯电流倾向于以共模为主。不过这种说法缺乏根据。当频率超过 20 MHz 时，主要的传导式杂讯可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模杂讯的主要来源。如表一所示，标准的传导式EMI 限制之频率测量范围是从 150 kHz 至 30 MHz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达 30 MHz 以后，任何传导式杂讯将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此辐射限制的范围实际上是从 30MHz 到 1GHz。结语来自电源电路的 EMI 是很难察觉的。因为工程师都习惯将电源供应器想像成一个干净的电源，殊不知，越是习以为常的元件，越可能是会发射 EMI 的黑盒子。
