1、功率电子学 基于 UC3854控制的 CCM Boost PFC 变换器设计 一、设计要求 1)输入电压：交流 220V20%，50Hz； 2)输出电压：直流 400V； 3)额定功率：满载 500W； 4)指标要求：PF0.99，THD5%。 二、Boost PFC工作原理介绍 图 2.1是 Boost PFC电路总体结构图。它由输入整流器，升压变换器，输出电压检测，电 压误差放大器，前馈分压网络，输入电流检测，乘法器和 PWM 发生器组成。分为主电路和 控制电路两部分，其中控制电路采用平均电流型控制，由 TI 公司的 UC3854 实现。 图 2.1 Boost PFC 电路结构图 2.1
2、主电路部分 单相交流电源通过整流变成二倍工频馒头波 V in ,经由电感 L、开关管 VT、二极管 VD 组 成的 Boost 功率因素校正电路后，通过输出滤波电路输出直流电压 V dc 。 2.2控制电路部分 控制电路部分存在 3 个反馈信号：1)校正电路的输入电压经前馈网络后得到的电压 V ff ； 2)输出直流电压 V out 经 R 1 、R 2 分压后得到的反馈电压 V dc ；3)输入电流在检测电阻 R s 上的产 生的电压 V rs 。其工作原理如下：输出反馈电压V dc 和参考电压V ref 比较后经误差电压放大器得 到输出信号V ea ,输入电压整流后经电阻分压网络得到V f
3、f ， 以及电流控制命令信号I ac 作为乘法功率电子学 器的输入，经乘法器后得到含较少一个二次谐波的正弦信号作为电流误差放大器的基准。电 流误差放大器输出与锯齿波交截产生 PWM 信号，使电感电流的平均值按照的正弦波变化， 同时保证输出电压稳定。 三、电路参数设计 Boost PFC 变换器的设计包括主电路的设计和控制电路的设计。 主电路主要包括工频整流 桥，输入电感，开关管，续流二极管，输出滤波电容等；控制电路主要是 PWM 电流控制芯 片 UC3842 集成电路。 3.1 主电路设计 Boost PFC 变换器主电路为传统的 Boost 升压电路。其中输入侧为 176-264V，50Hz
4、 交流 电，输出侧为 400V直流电，输出满载功率 500w,设计电路效率为 0.97。 下面针对主电路工频整流桥，输入电感，续流二极管，开关管，输出电容分别进行设计。 3.3.1工频整流桥 工频整流桥二极管电压应力为最大输入电压时的电压峰值，即为 _max _max 2 2 264 373.4V pk in vV (3.1) 在输入电压最低时，流过整流桥二极管电流应力最大，其值为 _max _min 500 2.93A 0.97 176 out rms in P I v (3.2) 考虑适当裕量， 最终选取IR公司的26BM80A单相整流桥， 其电流和电压应力为26A/800V。 3.3.2
5、 输入电感 根据最小输入电压时，20%的峰值电流脉动来设计电感值。此时电流脉动为 _max 0.2 0.2 2 2.93 0.83A pk iI (3.3) 为了在整个输入范围内得到400V输出，确定最小的占空比为 _min min 2 400 2 176 =0.378 400 out in out vv D v (3.4) 最终可以计算得到最小的电感值为 _min min min 2 2 176 0.378 =1.134 H 100 0.83 in s vD Lm fi k (3.5) 实际选取电感值 L=1.2mH。 3.3.3功率管 功率电子学 功率管的电压应力为 400V。电流应力为
6、0.01 2 _max min 0 _max 2.012A 0.01 in mos RMS It Dt I (3.6) 其中 I in_max (t)，D min (t)为最低电压输入时输入电流和占空比的瞬时表达式。实际选取 MOSFET 为 IRFP450A，其电压电流应力为 500V/14A，最大导通电阻R ds(on) max=0.40 。 3.3.4二极管 二极管的电压应力为400V。电流应力为 0.01 2 _max min 0 _max 1 1.289A 0.01 in diode RMS ItDt I (3.7) 最终选取二极管为DSEP30-06A，其电压电流应力为600V/3
7、0A，反向恢复时间t rr =30nS。 3.3.5滤波电容 电容在低频段容抗较大，输出电流中的二次谐波会在输出电压上产生一个100Hz的纹波 电压，且其值比电容ESR产生的电压脉动大得多。当设计输出电压纹波脉动在1%以内时，滤 波电容的大小为 _max 2 726 F 22 1 % diode RMS o so I C fV (3.8) 实际取C o =940uF,用两个470uF/450V电解电容并联得到。 3.2控制电路设计 控制电路采用PWM平均电流模式功率因素控制器UC3854，输出电压反馈至11脚，同时4 脚对电感电流采样，由16脚输出PWM控制波形。本节主要对峰值电流限制、前馈分
8、压网络、 乘法器电路、开关频率、电流环以及电压环六部分进行参数设计。 3.2.1峰值电流限制 当 UC3854 的 2 号管脚小于零时，控制信号输出低电平使开关管截止，具体可以通过设 计R pk1 和R pk2 的值来实现，如图 3.1所示。 先计算在最低输入时，检测电阻上流过的最大电流为 _ max _ max 21 . 1 4 . 5 6 A pk rms II (3.9) 取 20%的峰值限制，则I pk_ovld 的值为 _ m a x 1.2 5.5A pk ovld pk II (3.10) 功率电子学 图 3.1 峰值电流限制图 当取检测电阻R s =0.25 时，Vrs_ovl
9、d=-1.38V。R pk1 和R pk2 满足如下关系式 _ 21 rs ovld ref pk pk vV RR (3.11) 实际取R pk1 =10k ，R pk2 =1.8k。当流过 Rs 的瞬时电流超过 5.5A时，PKLMT 脚的电位 下降至零，开关管截止，起到电流峰值限制的作用。 3.2.2前馈分压网络 前馈分压网络如图 3.2所示，主要完成R ff1 、R ff2 、R ff3 、C ff1 和C ff2 的取值。 图 3.2 前馈分压网络 图中V rms 为输入电压经整流后的馒头波，V ff 接 UC3854 的 8号管脚，同时为乘法器输入， 其电压范围为 1.4V4.5V
10、。因此在最低输入电压处，其值必须大于 1.4V，假设 V ffc =7.5V，可 得到如下关系式 _min 3 123 0.9 1.4V in ff ff ff ff ff vR V RRR (3.12) _min 2 3 123 0.9 7.5V in ff ff ffc ff ff ff vRR V RRR (3.13) 实际取R ff1 =2M ，R ff2 =80k ，R ff2 =20k 。 对V rms 进行 Fourier分解，其高次谐波幅值表达式为 2 22 1c o s 1 1 N k U k ak k (3.14) 功率电子学 取k=2，可以发现其二次谐波的幅值为平均值的
11、66.7%。由于该信号是乘法器的一个输入 信号，V ff 上的二次谐波会在电流基准信号上产生一个三次谐波分量，增加输入电流的 THD， 因此必须想办法消除，图 3.2所示的二阶滤波器可以起到很好的效果。 为了能够让V ff 快速地跟踪V rms ，将二阶滤波器的两个极点设计成相同。假设最终将二次 谐波衰减为 1.5%，则滤波器的转折频率为 1.5 100 47.4H 66.7 pf fs f Gf z (3.15) 于是可以得到C ff1 和C ff2 的值为 1 2 1 42 F 2 ff pf f Cn fR (3.16) 2 3 1 168 F 2 ff pf f Cn fR (3.17
12、) 实际取C ff1 =47nF,C ff2 =220nF。 3.2.3乘法器电路 乘法器电路部分如图 3.3 所示，主要完成 R ac 、R b1 、R mo 的选择以及最大输出电流 I mo 的 确定。 A B C AB C X 2 V rms VAOUT I AC V ref Vac I mo R mo V rs Cea R ac R b1图 3.3 乘法器电路 Iac 管脚的最大输入电流为 600uA,因此必须保证在最大峰值电压输入时 _max 26 600 A in ac ac v I R (3.18) 实际取R ac =620k 。 当输入电压为零时，为了防止输入电流的畸变，即保证
13、 I ac 0，须通过 V ref 加一个偏置电 流，取R b1 =150k 。 乘法器的输出电流可由式(3.19)确定。 功率电子学 22 _ max 11 m ac vea m vea mo ff vac pk KIv Kv I vG R v (3.19) 式中K m =1，V vea 是电压误差放大器输出，其最大值为 5.6V。G为v ff 的分压系数。由此可 得乘法器最大输出电流为I mo_max =219uA。 由于V rs 的最低电压为-1.14V，为了使乘法器输出电位平均值为零，R mo 的值为 1.14 1.14 5.2 219 mo mo Rk Iu (3.20) 实际取R
14、mo =5.6k。 3.2.4开关频率 乘法器的输出电流需满足 3.75 mo set I R (3.21) 计算可得R set 17.1 k ，实际取R set =10k 。 同时，开关频率，计时电阻R set 和计时电容C t 满足如下关系式 1.25 1.25 1.25 F 10 100 t set s Cn Rf kk (3.22) 实际取C t =1.25nF。 3.2.5电流环设计 图 3.5 电流环 在电感电容谐振频率到开关频率这一频段内，变换器控制到输入电流的传递函数为 rs out s cea s VVR VVs L (3.23) 首先，电流误差放大器在开关频率处的增益必须与
15、振荡器的斜率相等，否则电感电流的 下降速率比振荡器快会使系统不稳定。当电感 L=1.2mH 时，在输入电压 v in =0 处电感电流下 降速率最大为 333mA/uS，这个电流在 0.25 的检测电阻上会产生一个 83mV/uS 的压降。由功率电子学 于振荡器电压下降斜率为 0.52V/uS，因此需要一个 6.24倍的增益。于是R ci 和R cz 需满足 6.24 cz ci R R (3.24) 实际中取R ci =R mo =5.6k ，R cz =35k 。根据式(3.23)可求得环路的截止频率为 400 0.25 35 15.9 Hz 2 5.2 2 1.2 5.6 out s c
16、z ci sc i VRR k f k VL R mk (3.25) 为了产生一个45相移，将零点位置设计在截止频率处，则C cz 的取值为 11 280 F 2 2 15.9 35 cz ci cz Cp fR kk (3.26) 实际取C cz =220pF。为了降低开关频率引起的噪声信号影响，须设计一个高频极点 11 45 F 22 1 0 0 3 5 cp sc z Cp fR kk (3.27) 实际取C cp =62pF。 3.2.6电压环设计 R vz C vz V ref VAout R vi v out R vd图 3.6 电压环 为了尽可能地提高电感电流的正弦度，电压环在保
17、证输出电压稳定的同时，还必须将其 中含有的二次谐波滤掉，因此其带宽必须足够小。 首先确定二次谐波的幅值为 500 2.18V 2 2 0.97 2 100 400 940 out opk ro u to P V fVC u (3.28) 当按照 3%的 THD计算时，电压误差放大器输出的二次谐波峰值为 60mV,因此电压误差 放大器在二倍工频处的增益为 % 0.06 0.0275 2.18 vea va opk V Ripple G V (3.29) 根据输出电压与参考电压的值，可以确定 R vd =511k ,R vi =10k 。于是可以得到反馈网络 中电容的值为 功率电子学 11 0.1
18、13 F 2 2 511 2 100 500 0.0275 vf rv a C fk G k (3.30) 实际取C vf =0.1uF。 系统电压环的增益是主电路 Boost 的增益与电压误差放大器的增益之积，其表达式为 cf out co vi vea out X PX Cv Gva Gbst RV V (3.31) 式中X cf 与X co 分别为反馈电容与输出电容的容抗。于是可得电压误差放大器的截止频率 为 2 13.0H 2 out vi vea out vi o vf P f z VVRCC (3.32) 反馈电容R vf 的值为 11 122.4 22 1 3 0 . 1 vf
19、vi vf Rk fC u (3.33) 实际取R vf =125k。 四、仿真验证 按照上一节完成的参数，用 saber软件对电路进行仿真，在额定输入满载情况下可得输出 电压V out ，整流电压v g 和电感电流波形i L 如图 4.1所示。 图 4.1 额定输入满载时V out 、v g 和i L 波形 再对输入电流进行 Fourier 分析，可得其各次谐波含量如图 4.2所示，因此其额定输入时 的 THD约为 功率电子学 222 0.165 0.0212 0.0216 4.9% 3.453 THD (3.34) 此时电路 PF 值为 2 1 0.999 1 PF THD (3.34) 满足要求。
