1、目录0 引言 .11 概述 .21.1 研究内容 21.2 双向 DC-DC 变换器的原理 .21.3 双向 DC-DC 变换器的应用 .31.3.1 不停电电源系统 31.3.2 新能源发电系统 41.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统 51.3.4 蓄电池能量储备系统 71.4 双向 DC-DC 变换器软开关技术现状 .71.5 本论文的目的和主要工作 .112 双向半桥 DC-DC 变换器的工作原理 .142.1 引言 .142.2 双向 DC-DC 变换器的工作原理 143 参数设计 .243.1 变压器漏感的设计 .243.2 输入电感的设计 .263.3 开关管应力 .2
2、63.4 隔直电容的选取 .263.5 半桥臂开关管并联电容的选取 .274 双向半桥 DC-DC 变换器的仿真分析 .284.1 引言 .284.2 MATLAB 简介 284.3 闭环控制 .284.4 仿真分析 .305 双向半 桥实现研究 355.1 DSP 芯片介绍 .355.1.1 DSP 芯片的发展 355.1.2 TMS320LF2407A 芯片的介绍 365.2 控制电路原理 .375.3 电源电路 .395.4 采样电路 .405.5 通讯电路 .425.6 保护电路 .425.7 DC/DC 变换器的驱动电路 .436 控制系统软件设计 456.1 主程序设计 .456.
3、2 中断服务程序设计 .466.3 基于 DSP 的直接移相脉冲生成方法 477 技术经济性分析 498 总结 50致谢 51参考文献 52附录 A 54附录 B 64数字控制双向半桥 DC/DC 变换器的设计00 引言 电力电子技术是研究电能变换原理与变换装置的综合性学科，是电力行业中广泛运用的电子技术。从上世纪 60 年代开始，电力电子技术作为一门新兴的学科得到迅速地发展，它是以研究和应用半导体器件来实现电力变换和控制的技术，是一门由电工、电力半导体器件以及控制技术相互交叉而出现的新兴学科。电力电子技术研究的内容非常广泛，包括电力半导体器件、磁性元件、电力电子电路、集成控制电路以及由上述元
4、件、电路组成的电力变换装置，其中电力变换技术是开关电源的基础和核心。由于生产技术的不断发展，电力电子技术也随之迅速发展，使得双向 DC-DC 变换器的应用日益广泛。尤其是软开关技术的出现，使双向 DC-DC 变换器不断朝着高效化、小型化、高频化和高性能化的方向发展，开关技术的应用可以降低双向 DC-DC 变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供可能性，从而减小变换器的体积，提高变换器的动态性能。双向 DC-DC 变换器在直流不停电电源系统、航空电源系统、电动汽车等车载电源系统、直流功率放大器以及蓄电池储能等场合都得到了广泛的应用。*大学毕业设计（论文）11 概述1.1 研究
5、内容随着科技和生产的发展，双向 DC-DC 变换器的需求逐渐增多。人们对它的研究越来越感兴趣。本章简单介绍了双向 DC-DC 变换器的原理和用途。针对双向 DC-DC 变换器的研究现状，阐明了开展双向 DC-DC 变换器研究的目的和意义。1.2 双向 DC-DC 变换器的原理双向 DC-DC 变换器可广泛的应用于直流不停电电源系统、航天电源系统、混合电动汽车中的辅助动力供应系统、直流电机驱动系统及其它应用场合 1-3。在这些需要能量双向流动的场合，两侧都是直流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变,希望能量双向流动，也就是电流的双向流动。这就需要双向 DC-DC 变换器。其结构如图 1-
6、1（a）所示，在两个直流电压源之间有一个双向 DC-DC 变换器，用于控制其间的能量传输 4。I 1和 I2分别是 V1和 V2的平均输入电流。双向 DC-DC 变换器可以根据实际需要来控制能量的流动方向，即可以使能量从 V1传输到 V2 (此时 I1为负，而 I2为正） ，也可以使能量从 V2传输到 V1（此时 I1为正，而 I2为负） 。用通常的单向 DC-DC 变换器也可以实现能量的双向流动，但是这时就需要将两个单向 DC-DC 变换器反并联，因为通常的单向 DC-DC 变换器中主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的。其结构图如图 1-1（b ）
7、所示，单向 DC-DC 变换器被用来控制处理从 V1到 V2的能量流动，当需要能量反向流动时就使用单向 DC-DC 变换器。与采用两个单向 DC-DC 变换器反并联来达到能量双向传输的方案相比，双向 DC-DC 变换器应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目少，且可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换。再者，在低压大电流场合，一般双向 DC-DC 变换器更有可能在现成的电路上使用同步整流器工作方式，有利于降低通态损耗。总之，双向 DC-DC 变换器具有效率高、体积小、动态性能好和成本低等优势。数字控制双向半桥 DC/DC 变换器的设计2双向 D C - D C 变换器正向工作
8、模式( I10 )反向工作模式( I1 0 ， I 2 V3, V2 V4图 2-2 变压器的理想电压与电流波形*大学毕业设计（论文）15Fig2-2 Idealized voltage and current waveforms of transformer正向工作模式下,S 1 和 S2 驱动信号在相位上超前于 S3 和 S4 的驱动信号。整个工作周期分为 12 个阶段:1）阶段 0：(t 0t1 ) 如图 2-3a电路处于稳定状态，开关管 S1 和 D3 导通。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi n
9、L1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-3a 阶段 0Fig2-3a Step 02）阶段 1：(t 1t2 ) 如图 2-3b在 t1 时刻,S 1 关断，C r1,Cr2 和 Tr 的漏感 Ls 开始谐振，使得谐振电容 Cr2 两边的电压V1+V2 开始下降，谐振电容 Cr1 被充电。V r1 也从 V1 开始下降。充放电的快慢取决于在 t1时刻电流 Ir1 与 Id1 的差值。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-3b 阶段 1数字控制
10、双向半桥 DC/DC 变换器的设计16Fig2-3b Step 13）阶段 2：(t 2t3 ) 如图 2-4a在 t2 时刻,当谐振电容 Cr2 两边的电压 Vcr2 下降到 0 时，S 2 体内的寄生二极管导通, 谐振电容 Cr1 的电压被充电在 V1+V2。在之期间, S 2 在 ZVS 条件下导通。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-4a 阶段 2Fig2-4a Step 24）阶段 3：(t 3t4 ) 如图 2-4b从 t3 时刻起，I r
11、1 小于 Id1，所以电流开始从 S2 体内的寄生二极管导通转移到 S2。I r1 线形下降直到在 t4 时刻下降为 0。此时 D3 也导通到 t4 时刻。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-4b 阶段 3*大学毕业设计（论文）17Fig2.4b Step 35）阶段 4：(t 4t5 ) 如图 2-5a从 t4 时刻起，电流 Ir1 开始改变极性,然后二次侧电流也开始从 D3 换向到开关管 S3。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr
12、1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-5a 阶段 4Fig2-5a Step 46） 阶段 5：(t 5t6 ) 如图 2-5b在 t5 时刻，S 3 关断。谐振电容 Cr3 和 Cr4 开始充放电。相应的，它们充放电的快慢取决于在 t5 时刻电流 Ir1 的大小。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-5b 阶段 5Fig2-5b Step 5数字控制双向半桥 DC/
13、DC 变换器的设计187） 阶段 6：(t 6t7) 如图 2-6a在 t6 时刻，当谐振电容 Cr4 的电压下降到 0 时，D 4 开始导通。在此期间，S 4 在 ZVS 条件下导通。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-6a 阶段 6Fig2-6a Step 68）阶段 7：(t 7t8) 如图 2-6b在 t7 时刻，S 2 关断。谐振电容 Cr1，C r2 和 Tr 的漏感 Ls 开始谐振，谐振电容 Cr1 两边的电压 V1+V2 开始下降。V
14、r1 也从 V2 开始上升。充放电的快慢取决于在之期间电流 Ir1 与 Id1的总和。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-6b 阶段 7Fig2-6b Step 7*大学毕业设计（论文）199）阶段 8：(t 8t9) 如图 2-7a在 t8 时刻，当 Vcr1 下降到 0 时，D 1 开始导通。电流 Ir1 也开始上升直到在 t9 时刻为0。在此期间，S 1 在 ZVS 条件下导通。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr
15、 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-7a 阶段 8Fig2-7a Step 810）阶段 9：(t 9t10) 如图 2-7b从 t9 时刻起，电流 I r1 开始改变极性，并继续上升直到在 t10 时刻为 Id1。在此期间，二次侧电流也从 D4 换向到 S4。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-7b 阶段 9Fig2-7b Step 9数字控制双向半桥 DC/DC 变换器的设
16、计2011）阶段 10：(t 10t11) 如图 2-8a从 t10 时刻起，电流 I r1 开始超越 Id1，电流也从 D1 转移到 S1。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-8a 阶段 10Fig2-8a Step 1012）阶段 11：(t 11t12) 如图 2-8b在 t11 时刻，S 4 关断。谐振电容 Cr3 和 Cr4 开始充放电。相应的，它们充放电的快慢取决于在 t11 时刻电流 Ir1 的大小。Id lLd cS1S2S3S4D1D
17、2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-8b 阶段 11Fig2-8b Step 11*大学毕业设计（论文）2113）阶段 12：(t 12t13) 如图 2-9在 t12 时刻，当谐振电容 Cr3 的电压下降到 0 时，D 3 开始导通。在此期间，S 3 在 ZVS 条件下导通。此时电路回到开始 t0 时状态。Id lLd cS1S2S3S4D1D2D3D4Cr 1Cr 2Cr 3Cr 4Ct 1Ct 2V1V2V3V4Vr 1Vi nL1Ir lL2LMVr 2C1C2C3C4图 2-9
18、阶段 12Fig2-9 Step 12从上面分析可知，低压侧半桥有两个作用：a 作为一个 Boost 变换器来提高电压，b作为一个产生一个高频交流电压的逆变器。变压器的作用主要是用来隔离高、低压侧同时使得高、低压的电压相匹配，来减小开关管的电流应力。图 2-10 为该 ZVS 双向 DC-DC 变换器的正向工作模式下稳态工作时主要电压、电流的波形。在此变换器电路中的换向是和一般变换器电路的二极管到开关管的换向模式是相似的，主开关管关断时，电流对谐振电容充放电，从而使得开关管在 ZVS 下关断。而开关管的ZVS 导通是在和它反并联的二极管导通期间来开通开关管来实现的。然而此电路有它自身的特点，不
19、需要另外的辅助电路，而是通过开关管的寄生电容和变压器的漏感来实现ZVS。从图 2-10 可以看出，在正向模式下 ZVS 通断的条件主要决定于在 t1,t5,t7,t11 时刻电流 Ir1 与 Id1 的值。概括如下：(2-1)0)()(177511tItIttIrdr数字控制双向半桥 DC/DC 变换器的设计221 0 1 1 1 21 2 3 4 5 6 7 8 9000Vr 1Vr 2V1V3Ir1Id 1Io f f- V2- V4tttt0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t1 0t1 1t1 2图 2-10 正向模式中稳态工作时电压、电流的波形Fig2-10 Commutation
20、 waveforms and switching timing in boost mode以上分析可以发现 4 个 MOSFET 均工作于 ZVS 状态,通过改变两个半桥之间的相移,可调节控制功率传输。反向工作原理跟正向工作原理类似,只不过 S3 和 S4 的驱动信号在相位上超前于 S1 和 S2 的驱动信号。在反向模式下 ZVS 通断的条件也主要决定于在 t1,t5,t7,t11时刻电流 Ir1 与 Id1 的值。概括如下：(2-1)()(0)(117551tItIttIdrr*大学毕业设计（论文）233 参数设计3.1 变压器漏感的设计开关电源中变压器是核心器件，变压器设计的好坏不仅影响变
21、压器本身的发热和效率，同时也影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时，许多其它主电路元件的参数设计都依赖于变压器的参数。因此，在主电路拓扑确定以后首先应该进行的是变压器的设计。这里只讨论变压器漏感的选取。此变换器电路中变压器有三种功能:1) 变换器的高压侧与低压侧进行隔离；2) 低压侧电压到相应的高压；3) 变压器的漏感用来存储和传递能量。变压器的匝比主要根据此变换器的高、低压侧的电压比来确定。变压器的漏感在此变换器是一个非常重要参数，它的取值直接影响到变换器的输出功率的大小。下面来讨论该漏感是如何确定的。先考虑没有损耗的理想情况，即变换器的输入功率等于输出功率。令变压器的原、副边电压波形相移是
22、 ，变压器的电流 Ir1 是一个 =2 ft 的函数，f 1是开关频率。在一个开关周期此变换器有四种工作模式。在模式 1：(3-1)0(2)(1411rSr IfLVI式中，V 1 和 V2 是电容 C1 和 C4 两侧的电压， Ir1(0)是变压器原边电流 Ir1 在 =0 的初始值。该模式在 = 时结束。1在模式 2：(3-2)()(2)( 11311 rSr IfLVI相似的讨论，在模式 3：(3-3)()(2)( 21231 rSr IfI在模式 4：数字控制双向半桥 DC/DC 变换器的设计24(3-4)()(2)( 212141 rSr IfLVI从上面变压器的电流 I r1 的计
23、算等式，我们可以得到输出功率的计算：(3-5)2211018-4inSSTr VfLDdtVpS ）（式中， 为开关周期。D= /2 。从上式可以看出，输出功率可以通过改变 、DST2 1和 f 来调节。设 D=0.5，开关频率为 f =20kHz，上述公式可以简化为：(3-6)2210)(inSVfLP2 4 03 7 5P0(W)0 0 . 2 0 . 5 LS= 2 . 4 H图 3-1 输出功率 Po，相位移角 和漏感 LS 的关系曲线图1Fig3-1 Output power, phase shift and leakage inductance LS图 3-1 是漏感 LS=2.4
24、 H 时，输出功率 Po 与相位移角 的关系图，从图中可以看出，1当相位移角为 0.5 时，变换器的输出功率最大。当变压器的漏感一定时，相位移角 越 1小，变换器的输出功率也变小（0 0.5 ） 。1所以，可以假设最大输出功率是 P0 ，输入电压为 Vin，开关频率为 f，相位移角为 ，1变压器漏感 Ls 可用下式来计算，即(3-7)fVLinS20112)(*大学毕业设计（论文）253.2 输入电感的设计该变换器输入的平均电流为：Idl = (3-8)in0VP假设变换器的电流纹波已知（ I） ，L dc 可以用下式来计算：(3-9)Itindc式中， 为纹波电流， 为 S2 在一个开关周期
25、的导通时间。可以看出，只要给定变It换器的输出功率和电流纹波值，就很容易选择电感 Ldc 的值。3.3 开关管应力开关管上的电压、电流和 du/dt 的变化范围对于开关管的设计很重要。根据上面分析，该变换器在一个完整开关周期内有四种工作模式，在稳态工作条件下变压器的电流 Ir1 它所对应的四个初始状态 Ir1(0),Ir1( 1),Ir1( 2)和 Ir1( 2+ 1)有如下关系：(3-10)01rrI(3-11)()(21rrI当 D=0.5， 2= 时，变压器的电流 Ir1 的四个初始状态 Ir1(0), Ir1( 1),Ir1( 2)和 Ir1( 2+ 1) 可由下式来确定：(3-12)(-I)(I0)(2V)(I)(1r1r 13141r 4113rSSLV通过上面的分析可知，低压侧（LVS）开关管上电流、电压的最大值为：(3-13)indlpeakVI2(0)r13.4 隔直电容的选取磁通不平衡是在初级置位伏秒值与复位伏秒值不相等时发生。在半桥电路中，若电
